Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой

Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой

Иллюстрации

Показать все

Реферат

 

ПРИЕМНИК ФАЗОМАНИПУЛИРОВАННЫХ СИГНАЛОВ С ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСОЙ, содержащий первый фазовый детектор, узкополосный фильтр, полосовой фильт выход которого соединен с первым входом первого преобразователя частоты , выход которого подключен к входу первого дифференцирующего элемента , второй и третий преобразователи частоты, отличающийся тем, что, с целью увеличения объема принимаемой информации, в него введены четвертый преобразователь частоты , второй дифференцирующий элемент , первый и второй усилители, второй фазовый детектор, первый, и третий фазовращатели, первьй, второй, третий и четвертый суммирующие блоки, первый и второй амплитудные ограничители, инвертор, первьШ, второй и третий сумматоры по модулю два, первая и вторая линии задержки, первый и второй перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, первьй и второй интеграторы и делитель частоты на два, выход которого через первый фазовращатель соединен с первым входом первого перемножителя и с первым входом первого фазового детектора, второй вход которого соединен с вызСодом первого интегратора, вход которого подключен к выходу первого перемножителя, второй вход которого соединен с выходом первого суммирующего блока, первый вход которого подключен к выходу инвертора , вход которого соединен с выходом второго суммирующего блока, с входом первого амплитудного ограничителя и с первым входом третьего суммирующего блока, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя выход которого через второй интегра (Л тор подключен к первому входу второго фазового детектора, второй вход которого соединен с вторым входом второго перемножителя, с выходом делителя частоты на два, вход которого соединен с выходом узкополосного фильтра, вход которого подключен к выходу первого сумматора по модулю Ю два, первый вход которого соединен с О Од выходом первого управляемого генератора , с вторым входом первого преобразователя частоты и с входом второго фазовращателя, выход которого подключен к первому входу второго преобразователя частоты, второй вход которого соединен с выходом полосовсэго фильтра, с первым входом третьего преобразователя частоты йсс первым входом четвертого преобразователя частоты, второй которого соединен с выходом третьего фазовраI щателя, вход которого подключен к второму входу третьего преобразователя частоты, к второму входу первого

СОЮЗ СОВЕТСНИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСНИХ

РЕСПУБЛИК (504 Н 04 L 27/22

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К ABTOPCHOMY СВИДЕТЕЛЬСТВУ

ИЫ, -:01ЖЛ

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ СССР

ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И OTHPblTHA (21) 3501083/24-09 (22) 11;10.82 (46) 07,08.85. Бюл. 1(- 29 (72) M.IO.Õîìåíoê (71) Минский радиотехнический институт (53) 621.376.52(088.8) (56) Гуров В.С. и др. Передача дискретной информации и телеграфия. M.:

Связь, 1974, с. 260.

Авторское свидетельство СССР

Р 1096761, кл. Н 04 L 27/22,,1981, (54)(57) ПРИЕМНИК ФАЗОМАНИПУЛИРОВАНHbIX CH1 HArI0B С ОДНОЙ БОКОВОЙ ПОЛОСОЙ, содержащий первый фазовый детектор, узкополосный фильтр, полосовой фильтр выход которого соединен с первым входом первого преобразователя частоты, выход которого подключен к входу первого дифференцирующего элемента, второй и третий преобразователи частоты, отличающийся тем, что, с целью увеличения объема принимаемой информации, в него введены четвертый преобразователь частоты,. второй дифференцирующий эле .мент, первый и второй усилители, второй фазовый детектор, первый, второй и третий фазовращатели, первый, второй, третий и четвертый суммируюЩие блоки, первый и второй амплитудные ограничители, инвертор, первый, второй и третий сумматоры по модулю два, первая и вторая линии задержки, первый и второй перемножители, первый и второй фильтры нижних частот, первый и второй интеграторы и делитель частоты на два, выход которого через первый фазовращатель соединен

„„SU„„1172061 с первым входом первого перемножителя и с первым входом первого фазового детектора, второй вход которого соединен с abmодом первого интегратора, вход которого подключен к выходу первого перемножителя, второй вход которого соединен с выходом первого суммирующего блока, первый вход которого подключен к выходу инвертора, вход которого соединен с выходом второго суммирующего блока, с входом первого амплитудного ограничителя и с первым входом третьего суммирующего блока, выход которого соединен с первым входом второго перемножителя,. выход которого через второй интегратор подключен к первому входу второго фазового детектора, второй вход которого соединен с вторым входом второго перемножителя, с выходом делителя частоты на два, вход которого соединен с выходом узкополосного фильтра, вход которого подключен к выходу первого сумматора по модулю два, первый вход которого соединен с выходом первого управляемого генератора, с вторым входом первого преобразователя частоты и с входом второго фазовращателя, выход которого подключен к первому входу второго преобразователя частоты, второй вход которого соединен с выходом полосового фильтра, с первым входом третьего преобразователя частоты и»с ,:первым входом четвертого преобразователя частоты, второй вхрд которого

1 соединен с выходом третьего фазовра, щателя, вход котОрого подключен к второму входу третьего преобразовате"

1 ля частоты, к второму входу первого

1172061 сумматора по модулю два и к выходу .второго управляемого генератора, вход котьрого подключен к выходу первого фильтра нижних частот, вход которого соединен с выходом второго сумматора по модулю два, первый вход которого соединен с выходом первой линии задержки, вход которой подключен к второму входу второго сумматора по, модулю два и к выходу второго амплитудного ограничителя, вход которого соединен с вторыми входами .первого и третьего суммирующих блоков и с выходом четвертого суммирующего блока, первый вход которого соединен с выходом второго дифференцирующего элемента, вход которого подключен к выходу третьего преобразователя час!

Изобретение относится к электросвязи и может быть использовано в устройствах обработки сигналов.

Целью изобретения является увеличение объема принимаемой информации. 5 .На чертеже изображена структурная электрическая схема предложенного приемника фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой.

f 1О

Приемник фазоманипулированных сигналов с одной боковой полосой содержит полосовой фильтр 1, первый преобразователь 2 частоты, первый дифференцирующий элемент 3, первый суммирующий блок 4, первый амплитудный ,:ограничитель 5, первая линия 6 saдержки,.первый сумматор 7 по модулю два, первый фильтр 8 нижних частот; первый управляемый генератор 9, пер- 20 вый фазовращатель 10, второй преобра,зователь 11 частоты, первый усили.тель 12, третий преобразователь

13 частоты, второй дифференцирующий элемент 14, второй суммиру- >> ющий блок 15, второй амплитудный ограничитель 16, вторая линия 17 задержки, второй сумматор 18 по модулю два, второй фильтр 19 нижних частот, второй управляемый генератор 20, 30 второй фазовращатель 21, четвертый преобразователь 22 частоты, второй тоты, выход четвертого преобразова.теля частоты через первый усилитель подключен к второму входу четвертого суммирующего блока, выход второго преобразователя частоты через второй усилитель подключен к первому входу второго суммирующего блока, второй вход которого соединен с выходом первого дифференцирующего элемента, выход первого амплитудного ограничителя соединен с первым входом третьего сумматора по модулю два и с входом второй линии задержки, выход которой соединен с вторым входом третьего сумматора по модулю два, выход которого через второй фильтр нижних частот подключен к входу первого управляемого генератора.

2 усилитель 23, .третий суммирующий блок 24, инвертор 25, четвертый суммирующий блок 26, первый и второй перемножители 27 и 28, первый и второй интеграторы 29 и 30, третий сумматор

31 по модулю два, узкополосный фильтр

32, делитель 33 частоты на два, третий фазовращатель 34, первый и второй фаэовые детекторы 35 и 36.

Приемник работает следующим образом.

На вход полосового фильтра 1 поступает сигнал с одной боковой полосой, которая соответствует верхней боковой полосе сигнала на несущей уох к(2.,р f 6 + Ч ) с амплитудной балансной модуляцйей по закону, .определяемому суммой двух информационных .двоичных последовательностей с квадратурным сдвигом и с косинусоидальной огибающей манипулирующей посылки, т.е. входной сигнал приемника определяется верхней боковой полосой сигнала

t5<(4)sin Т(f»ф+<((2)+ (4)сов "Е»С+ )2)т к з1в (27ROI + Ур j () где а„(С), р (Ф) 6 1 - информационные двоичные последовательности с квадратурным сдвигом;

061 4 ди4ференцирующий элемент 3 на второй вход суммирующего блока 15, а с выхода преобразователя 11 частоты через усилитель 23 с коэффициентом передачи, численно равным 0,1 Е, — на первый вход суммирующего блока 15. На выходе суммирующего блока 15 формируется сигнал ДФМ ДБП ПОМП на полу.тактовой несущей. При этом выражение для единичной посылки сигнала ДФМ

ДБП ПОМП имеет вид

Р (}з;и (у f Ч)1Р (с)соз(7Е 1+1), (2) где Р„(), Р2(М вЂ” соответственно огибающие посылок информационных последовательностей а () и à (<) син1 2 фазного и квадратурного каналов, причем P,(t) и Р 2(1) смещены друг относительно друга на полтакта t„/2 и соответствуют отклику идеального фильтра нижних частот, полоса пропускания которого соответствует полосе .

Найквиста на прямоугольный импульс, Ч„= (Чо + Ч /2- g „„)- Разность начальной фазы гармоникй спектра входного сигнала на частоте Е +0.5Е, соответственно (Ч + /2), и начальной фазы Урп„ опорного сигнала управляемого генератора 9.

Кроме того,с выхода полосового фильтра 1 сигнал поступает на первые входы преобразователей 13 и 22 частоты, на вторые входы .которых поступают соответственно сигналы соз(2Л х х(ЕО+Ет)1+Уод ) с выхода управляемого генератора 20 и сигнал siïÐ(Ão fò) + î„Д + Ч „ )с выхода фазовращателя 34 на 90 .

Несущая частота входного сигнала

ФМ ОБП КОМП на выходе преобразователей 13 и 22 частоты принимается равной тактовой.

С выхода преобразователя 13 частоты сигнал поступает через дифференцирующий элемент 14 на первый вход суммирующего блока 26, а с выхода преобразователя 22 частоты через усилитель 12 с коэффициентом передачи, численно равным 1,5 на второй вход суммирующего блока

26. На выходе суммирующего блока 26 формируется сигнал ДФМ ДБП ПОМП на полутактовой несущей, выражение для одиночной посылки которого имеет вид

-Р ()5,П(rf Ф+V,)+Р (1)со5(Т/Г +q,) Ь) . гце Ч2=(Чщ2-Ч„- <2}>

3 1172 соответственно частота и Ф.;. и начальная фаза несущей входнога сигнала; соответственно частота и начальная фаза сигнала тактовой час- 5 таты манипулирующих последовательностей.

Спектр входного сигнала фазовой манипуляции с одной боковой полосой

ФМ ОБП определен в полосе Найквиста, 10 т.е. произведение df Ги =1, где

df — полоса пропускания фильтра 1, Ги — длительность манипулирующей посылки. Входной сигнал ФМ ОБП представляет собой сигнал с двумя боковымй- 15 поло сами (ДБП) двухкратной фаз овой манипуляции (ДФМ) на несущей (Е + 0,5Е ) в полосе Найквиста с квадратурным сдвигом информационных последовательностей и с прямоугольной огибаю- 20 щей манипулирующей посылки (ПОМП), спектр которого скорректирован таким образом, что спектр каждой из двух составляющих сигнала ДФМ на квадратурных несущих соответствует верхней 25 боковой полосе фазоманипулированного сигнала с косинусоидальной огибающей манипулирующей посылки (КОМП), соответственно S I n (йЕ + Ч /2 } или соз(» E + Чт/2) на одной и той же 30

) несущей Si n (2У f 4 + Y ). Таким образом, входной сигнал

ОБП может быть сформирован путем фильтрации верхней боковой полосы из сигнала (i) или путем коррекции спектра, определенного в полосе ,Найквиста, сигнала ДФМ ДБП с прямоугольной огибающей манипулирующей посылки (сигнала ДФМ ДБП ПОМП) на несущей (Ео 0.5Е ) с квадратурным 40 сдвигом информационных последовательностей.

С выхода фильтра 1 сигнал поступает на первый вход преобразователя 2 частоты и на второй вход преобразова-45 теля 11 частоты, соответственно на второй и первый входы которых поступают соответственно опорные сигналы

C05(2)I Е 1 + Ч „„) с выхода управляемого генератора 9 и зс (2И,1+У„„„) с 50 ) выхода фазовращателя 21 на 90О, где, о - начальная фаза опорного сигнала управляемого генератора 9.

Несущая частота входного сигнала

ФМ ОБП КОМП на выходах преобразова- 55 телей 2 и 11 частоты принимается равной нулю. С выхода преобразовате.ля 2 частоты сигнал поступает через

1172061

10 ляемого генератора 20 и начальной фазы гармоники спектра входного сигнала на частоте (+05 ), соответ((о т/2)

Следовательно, параллельное соединение двух ветвей, содержащих соответственно последовательно включенные преобразователь 2 частоты, дифференцирующий элемент 3 и преобразователь 11 частоты, усилитель 23, представляет собой первый частотный корректор с коэффициентом передачи

К„)„(1), преобразующий сигнал ФМ ОБП

КОМП .с несущей, равной нулю, в сигнал 15

ФЫ ДБП ПОМП на полутактовой несущей, которые определены .в полосе

Найквиста.

Аналогично, параллельное соединение двух ветвей, содержащих соответ- 20 ственно последовательно включенные преобразователь 13 частоты, дифференцирующий элемент 14 и преобразователь

22 частоты, усилитель 12,представляет собой второй частотный корректор 25 с коэффициентом передачи Кд ((), преобразующий сигнал ФМ ОБП КОМП, спектр которого в силу преобразования несущей частоты в преобразователях 13 и 22 .частоты соответствует нижней, щ боковой полосе входного сигнала на тактовой несущей, в сигнал ФМ ДБП

ПОМП на полутактовой несущей, причем на выходе первого частотного корректора формируется сигнал в соответствии с(2), а на выходе второго частотного корректора — в соответствии с .(3).

Таким образом, сигнал на выходах суммирующих блоков 15 и 26 представ- 40 ляет собой частотноограниченный в полосе Найквиста сигнал ДФМ ДБП с квадратурным сдвигом информационных последовательностей, аналитическое выражение которого может быть запи- 45 сана в виде А(6) cog (l7f +) (Ц3, (4) где А(<) и М(Ф) - соответственно. огибающая и фаза сигнала ДФМ.

Последовательно соединенные амплитудный ограничитель 5, линия 17 задержки, сумматор 31 по модулю два, фильтр 19 нижних частот, управляемый генератор 9, фазовращатель 21 вмес те с элементами первого частотного корректора, аналогично последовательно соединенные амплитудный ограничитель 16, линия 6 задержки, сумматор 18 по модулю два, фипьтр 8 нижних частот,. управляемый генератор

20, фазовращатель 34 вместе с элементами второго частотного корректора соответствуют схемам ФАП, назначение которых состоит в формировании опорных сигналов, когерентных соответственно с несущей входного сигнала и с гармоникой спектра входного сигнала на частоте (f + f .), выделяемых соответственно на выходах управляемых генератора 9 и 20..

Действительно, сигнал с выхода суммирующего блока 15 поступает на (идеальный) амплитудный ограничитель 5, на выходе которого формируется двоичная импульсная последовательность в соответствии с (4). С выхода амплитудного ограничителя 5 сигнал поступает на первый вход сумматора 31 по модулю два и через линию задержки 17, время задержки в которой равно 7„ /2, на второй вход сумматора 31 по модулю два, который эквивалентен аналоговому перемножителю двоичных последовательностей, исходной, формируемой в амплитудном ограничителе 5, и задержанной на полтакта в линии 17 задержки.

Таким образом, сигнал на выходе сумматора 31 по модулю два определится выражением

sign (cos(irtcto tttl)3 sigo(cos(tir tc (t и)))

CO

° t (t- р/2))}=Z " coo{(7K+i) °

" ) )) (2Х+1)

" (71 1 "РЬ))} сов{ (2 К+1) (ТЕ (t- co ft) o (--") ))} >> (2 K C J (2n+ 1)

coo{(sic 1)(У t ° t(t)))coo((tct)(n "(-ч)))} . (г) Поскольку на выходе сумматора 31 по модулю два включен фильтр 19 нижних частот, определяющий ширину полосы пропускания следящего . кольца ФАП, то члены двойной суммы (5) не участвуют в формировании сигнала управления управляемого генератора 9. Кроме того, пренебрегая в первой сумме (5) членами, для которых К О, в силу их малости, сигнал управления управляемого генератора 9 определится произве» 72061 (a„(t)o o(Tifst 9)+a (t)sos Pf toit)) (a (t-2 /2)в п (272 (2-с /2)+Ч)+ac(t- „/2)2

"«sj>« (4 tп(2) 2 Я= (2И)o(„(t- и/2) «

«з(и (Т 1тФ+ ) s 222 P/Åò (t- t,< (2) t tf )+ с(Ц) 22 й2(2- o/2)cos(Titct Ю)coo (Tit (t-C„/2)iit)o

+.,(tl<2(t- !2)з..Я, +<) .з(Ч,.

"("аР) ") "1 (4 /)(2) a„(

x ($- л/Ц+4) оз //Я 1+1) . (3) 30

Ф

Поскольку сигнал с выхода,сумматора 31 по модулю два поступает на вход 4п фильтра 19 нижних частот, то среднее значение третьего и четвертого слага емых, соответствующих произведению взаимно-ортогональных функций, равно нулю. Поэтому полезными являются 45 только первые два слагаемых суммы (8) определяющие сигнал на выходе фильтра

19 нижних частот.

В режиме отсутствия синхронизма по частоте кольца ФАП, когда 1о/2„ Ф о2 50 где Еол„ вЂ” частота опорного сигнала управляемого генератора 9, т.е. О ОП1 ) т 2 а следовательно, несущая частота сигнала ДФМ на выходе суммирующего блока 15 не равна полутактовой,т.е.. ((0) +О, Е -f - 05 +х( дением сигналов, соответствующих первым спектральным полосам на выхо,де амплитудного ограничителя 5

cos(ii2 to2(t)7cos(Tif (t- c„/z) ° ÷(t-. и/2) (2)

) В выражении (6) амплитуды сомножителей постоянны, что является следствием формирующих свойств (идеального) амплитудного ограничителя 5. Таким образом, в (6) каждый из сомножителей соответствует сигналу ДФМ с прямоугольной манипулирующей посылкой и с неограниченной по частоте шириной спектра, который представляется в ви- 15 де суммы двух сигналов однократной

ФМ на 180 на квадратурных несущих, т.е.

oos(iif„toc2(t/)=2 — (ю (Имc(Tif„t+ it)o

)4) + a2(tj соь (2// Е + 4+ 4) . (7 j

Следовательно, сигнал на выходе

j сумматора 31 по модулю два определится выражением 25 выражение,. определяющее сигнал управления управляемого генератора 9, saпишется в виде о(,(4) с(($-22, .(1) sin(Z// 1 < V)stft(2// Ем

«(1- 2. (2)+(/ jf a2(t ltX>(t- 22(2) oOS(2)2 f t C) и c os (2 2 Е (i. -2 „ /2) г Ч) = - a, (t ) a (t -Cп /27 х cos //1м л a„(tltx„(t- „/2) соь2(2//.2Ем

2. +21)+- с2 («)с2 («- о()соЗ) м2 л+

+2 ц (2) a (t-", /2)cos(2Ti 2f„t-Titaioot<).(ii/

В (» ) первое и третье слагаемое соответствуют дискриминационной характеристике ЧАП, а второе и четвертое слагаемое — дискриминационной характеристике ФАП.

Действительно, первое (соответственно третье) слагаемое в (» ) может быть определено, как с((t) cf (t-Т„(2) cos 2//f „ tð/2=о лосоз х

t*(2Ti(O.22 22,) « /2)=п,са2(2ьЕ,Т, 20 }=

=-40 З1П//Ь Ã7Л 2 . (,12)

ГДЕ а = > o(„ — ПОСтОЯННая СОСтаВЛЯЮЩаЯ з

2 спектра произведения двух копий информационной последовательности, сдвинутых друг относительно друга на полтакта; 2, — амплитуда посылки дà — отклонение частоты управляемого генератора 9 от номинального значения о . Таким образом (12) определяет дискриминационную характеристику ЧАП.

) С другой стороны, в спектре произведения задержанных друг относительно друга на половину такта копий информационной последовательности имеется составляющая на тактовой частоте

f),,cos(2//f 4+ 9 ) с амплитудой o(., =a

Т/

Причем сдвиг информационной последовательности на полтакта соответствует изменению фазы тактовой частоты на

180 . Тогда, учитывая в (11), что последовательность c((t) сдвинута по отношению к последовательности а„(с) на полтакта, полезная составляющая, соответствующая сумме второго и четвертого слагаемых в (»), как и для системы с однократной фазовой манипуляцией, определится выражением а cos|2J/f Ь+ЧД coS(27.2E/ t-И, соt 2Y), (23), 1172061

10 Возникающие биения в (13) между гармоникой спектра произведения двух копий информационной последовательности на тактовой частоте и несущем колебанием в (13) на частоте 2Е„ определенным в (10), формируют дискриминационную характеристику ФАП ! на выходе фильтра 19 нижних частот в соответствии с выражением 1О

- »,с,»5(25(25 -f )t-У5 5 2Ч-Ч„). (55!

2д г) 35Е "(2 0 +яд f(-"и 5

2 о+ 5т 2 5о22 2

Таким образом, (14) примет вид

"С1т cog(Z) 242 2-<-9O д г "„+2 (о2) ))

=- f(sin (2)f 2c5 f ct юг "22+ 2 о 2Чод ) ®

2 т

В режиме синхронизма по частоте

Я„=О. Соответственно из (15) имеем с(т з22 (22 о -2 (о„„j = C, («j 25

Поскольку дискриминационные характеристики, соответствующие (12)и(16), должны иметь одинаковую по знаку крутизну, то, как следует из (16), в режиме синхронизма

30 о оп„=! М

Таким образом, с" (2Н fî, +V о Х/2), (18)

Следовательно, сигнал на выходе 35 управляемого. генератора 9 определяет- ся выражением

cos(T)a + /2) а сигнал на выходе суммирующего блока 15 в соответствии с (2) и с уче- 40 том (18)

Р (t. j sin(>7f т+(т /2+) /2)+ P (4) cos(Tfò 0

+ Ут(2+ У/2)= P„(%) cos(TiЕ t+Щт(2 ) — ) И1

sin (Ит +(т/2 ) (1 )

Полоса захвата, а соответственно и шумовая полоса ФАП, могут быть принципиально сделаны .сколь угодно малыми. При этом в режиме частотного рассогласования следящее кольцо рав ботает как схема частотной автоподстройки (ЧАП). Когда частотная расстройка между несущей входного сигнала ОБП о частотой Опорного генера 55 тора т.оп„ соответствует полосе захвата ФАП, то осуществляется режим слежения за фазой несущего сигнала. При этом сигнал управления ЧАП Uuf(ff, определяемый в соответствии с (1.2), значительно мал в сравнении с сигналом управления ФАП Vppff, определяемым в соответствии с (16), т.е.

Ццд„(с Оф„„. (20)

При дЕ .«О, V () 0. Таким образом, можно пола!гать что оба режима в совмещенной схеме ЧАП-ФАП используются раздельно. При этом полоса захвата

ФАП должна быть определена с учетом нестабильности тактовой частоты информационных последовательностей, что эквивалентно точности установки времени задержки в линии 17 задержки, которая формирует дискриминационную характеристику ЧАП (12). Всли время задержки в линии 17 задержки 1 „ /2 пРи тактовой Ег =1/5» то из (11)

УЧе™ Й= о (Ет Еог22 дискриминационной. характеристики

ЧАП следующее выражение

» сов 2И Оо/2=» сов в (2 +0 5f -5 „„)"„ =

=»осов(Т!(5,о 0 55,-f,„„) с -00 »50 )=

= » сов((в (2 -2»„„)с(052 -055 ))5„ оВО)в

5 o sift tTt(fo f o„„)+дар) "о 2 где 4 « Ит Е ) . (2 1

Иэ (21) при синхронизме по частоте Го Го(),следует, что на входе управляемьго генератора 9 будет остаточное напряжение управления

Ощ = с(si)2Удй с . (23)

В то же время из (11) для дискриминационной характеристики ФАП имеем

2» с»0(2!!(22 -5 )t-В2 5„ *2Ч -2V )=во

-» »5(25!2(5;2,„,)t-Т(2;2, 055„) «5„оВО 00 2Ч 2Ч „) 1» сов(2Т!2»

+ 22 -2М -90 (=" з()249 2(f -1 Ио off g 2 x < (, o о52 ) -sr((f -2 „„)о(052 -0,55 )) „ 2× -2V»„). Свв) В режиме синхронизма по частоте, т.е. fð =foffq из (24) следует 52(sin(-)f4fq<„ 2 о-2Чо„,) . (1 ) оп2 о т оо2 о т

11 117

Прн синхрониэме по фазе, т.е. Ч оп<

=Ч - 11 /2 приводится к виду

1 . (- I фд11 2aò (4 " + 2ртУим41 1I:,".(2ü)

Выражение (26) определяет остаточное напряжение сигнала управления ФАП, которое обратно по знаку остаточному напряжению сигнала управления ФАП. Таким образом если бы

«1

Э ар- а,то неточность установки време-1О ни задержки линии 17 задержки не повлияла бы на точность слежения фазы.

Реально р (п )2 ) и ат(LII/2) — являются функциями времени задержки, причем )ц --"о1 )!r 0,18 при Т„/2. 15

Следовательно, режиму синхронизма при неточности установки времени задержки в линии 17 задержки и с учетом, что а, Ф ат, будет соот,ветствовать фазовая ошибка в слежении20 за фазой несущего колебания

Так как режиму синхронизма соответствует нуль дискриминационной характеристики следящего кольца, то -доэьРдт -1. +- а sin(-742<7ü +2Ч-2Ч )=0 ь а 2 Т 7 р о ов1 (21) гДе Ч нв,=Чо+Чоо1- 7/2 (28). СлеДовательно

"о 1в д КГ "о+2м т Sin(j! df ьа+ 2Чоо }O (2Э) I

2061 12

Работа второго следящего кольца включает элементы, аналогичные первому следящему кольцу. Поэтому принцип его работы не отличается от рассмотренного выше. Отличие лишь состоит в том,. что поскольку значение частоты управляемого генератора 20 больше значения частоты несущего колебания входного сигнала ОБП на тактовую частоту, то в режиме синхрониэма

Следовательно, сигнал на выходе управляемого генератора 20 определя ется выражением соэ(2л(Е + f ) 1+Чрt -, - у ), а Йа выходе суммирующего блока

26 в соответствии с (3) и с учетом

Э

- P (t ) э111 (» Е 1 9 /2- Ti 2 )+ P> (t) c os(» „1+

+Чт/2-Tl/2)= Р1 (1) со5(7ЕТ +Ут/2 2® хвхх 7ГУ 4х х /2) (ЗГ) С учетом (19) и (35) на выходе суммирующего блока 24 выделяется . сигнал, соответствующий информационной последовательности. первого канала

P„(t) cos(»f14 + V>/2), а на выходе сум" мирующего блока 4 с учетом инверсии сигнала, определенного в (19), в инверторе 25 -. информационная послеПри о „ 1, о1 -4,5, 1.Т О,Ь

2ИФ о т

Ч вЂ” — О,os .

130 24 ф

sill т

10 1 нли и .24 т q jl 2И ь )

-а sin — — +-a sin — t5 -О о 2 g< 2 т 2 g ow( т - т (о) 3S

/ 2И г

B (30) отношение 1 << )определяет т нестабильность тактовой частоты относительно времени задержки. Реально 24 4 с10 3 т е. Э 24ХГ «1Таким 40 образом т

1 2ИС q «о 2дй «моэ1в 26тзю, 2Ч

2 Т 2 . ао у 24 1 /11 2дИ 2Ч О (31) оэ о i 2 т 2

Ет

Поэтому

1110 "о 2, "т 244 Г (52) 5© ое т.

2. довательность, передаваемая по второму каналу Рг(t) аЫ(ЗЕТ1оЧТИ. Соответственно на выходе сумматора 7 по мо" дулю два, на входы которого поступают сигналы с выходов управляемых reнераторов 9 и 20, формируется сигнал на удвоенной несущей и сигнал тактовой частоты, выделяемый узкополосным фильтром 32. При этом на выходе делителя 33 частоты на два формируется сигнал полутактовой частоты

Sin (Л Т1+ f1 /2)

t о а на выходе фазовращателя 10 на 90

1 cos (Т ji+ Чт/Ц.

Сигнал с выходе делителя 33 частоты на два поступает на вторые входы перемножителя 28 и фазового детектора 36, а с выхода фазовращателя 10на первые входы перемножителя 27 и фазового детектора 35.

На выходах перемножителей 27 и 28 формируется сигнал ФМ ДБП íà secyщей ВМ (2Ит Ь+М ) соответственно первого и второго каналов, которые посту пают на входы интеграторов 29 и 30.

На выходах интеграторов 30 и 29 фоэ13 1172 мируется,сигнал ФМ ОБП КОМП на несущих соответственно з1о (у 1 „1 + Ч /2 ) и

Со5 (i.f E V,/2), которые поступают на первые входы фазовых детекторов 36 и

35, на вторые входы которых поступают соответственно опорные когерентные несущие с выхода делителя 33 частоты на два и с выхода фазовра.щателя 10.

Таким образом, на выходе фазового 10 детектора 36 детектируется сигнал, соответствующий первому информационному каналу, а на выходе фазового детектора 35 — сигнал, соответствующий второму. информационному каналу, оги- 15 бающая манипулирующей посылки которых соответствует косинусоидальному импульсу. При этом за счет выбора оптимальной полосы пропускания фазовых детекторов 35 и 36 (оптимальность gp в смысле минимума потерь за счет совместного влияния флуктуационных шумов и межсимвольной интерференции) потери по отношению к потенциальной

061 14 составляют менее 1 дБ при передаче. информации с удельной скоростью

2 бит/Гц.

Таким образом, принцип работы предлагаемого приемника состоит в том, что в приемнике сигнал ОБИ с полностью, подавленной нижней боковой полосой и с косинусоидальной манипулирующей посылкой, путем преобразования несущей частоты сигнала

ОБП и коррекции спектра преобразуется в сигнал ДФМ ДБП ПОМП на полутактовой несущей. Далее сигнал разделяется на два сигнала с однократной

ФМ ДБП ПОМП, несущая которого повышается и принимается равной тактовой;

Путем интегрирования каждого из раз- деленных сигналов совершается обратное преобразование, т.е. формируются сигналы.с однократной ФМ ОБП КОМП на квадратурных поднесущих, равных полутактовой частоте, детектирование которых позволяет выделить обе информационные последовательности.!!7206!

Редактор П.Коссей

Филиал ППП "Патент", г. Ужгород, ул. Проектная, 4

Составитель О.Геллер

Техред О.Неце Корректор М.Самборская е

Заказ 4920/54 Тираж 659 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитете СССР по делам изобретений и открытий

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5