Приемник сигналов офсетной фазовой манипуляции

Приемник сигналов офсетной фазовой манипуляции

Иллюстрации

Показать все

Реферат

 

Изобретение относится к технике связи. Цель изобретения - повьппение помехоустойчивости путем устранения фазовой неопределенности. Цель достигается введением в структуру приемни.- ка трех преобразователей 1,2,3 частоты , индикатора 9 захвата, инвертора 10, двух перемножителей 11, 12 и блока 13 разделения каналов. Устранение обратной работы в предложенном решении стало возможным за счет использования при построении схемы приемника структурных свойств сигнала офсетной двукратной фазовой манипуляции , а именно свойства непрерывности фазовых траекторий, достигнутой благодаря отсутствию скачков фазы на tT, и свойств тригонометрического манипуляционного кода. 2. з.п. ф-лы, 5 ил., 2 табл. с S

СОЮЗ СОВЕТСНИХ

СОЦЮЛИСТИЧЕСНИК

РЕСПУ БЛИН (}9) (1И

4559 - А1 ю (51)4 Н 04 1. 27 22

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ

У) ,i 53.

j1 г k

/ба а Аалто

ГОсудАРстВенный Комитет сссР

ПО ДЕЛАМ ИЗОБРЕТЕНИЙ И ОТНРЫТИЭ (21) 4233611/24-09 (22) 22.04.87 (46) 30.10.88. Бюл. К- 40 (71) Минский радиотехнический институт (72) М.Ю.Хоменок (53) 621 ° 394.62(088.8) (56) Авторское свидетельство СССР

Р 1046963, кл. И 04 Ь 27/22, 1981. (54) ПРИЕМНИК СИГНАЛОВ ОФСЕТНОЙ ФАЗОВОЙ МАНИПУЛЯЦИИ (57) Изобретение относится к технике связи. Цель изобретения - повышение помехоустойчивости путем устранения фазовой неопределенности. Цель достигается введением в структуру приемни.-, ка трех преобразователей 1,2,3 частоты, индикатора 9 захвата, инвертора 10, двух переиножителей 11, 12 и блока 13 разделения каналов. Устранение обратной работы в предложенном решении стало возможным за счет использования при построении схемы приемника структурных свойств сигнала офсетной двукратной фазовой манипуляции, а именно свойства непрерывности фазовых траекторий, достигнутой бла- годаря отсутствию скачков фазы на 11., и свойств тригонометрического манипуляционного кода. 2, з.п. ф-лы, 5 ил., 2 табл.

1434559

Изобретение относится к технике связи и может использоваться в уст-. ройствах обработки с поэлементным

fIpHeMoM сигналов двухкратной фазовой манипуляции со сдвигом на контактах информационных последовательностей (офсетной ФМ), а также при цифровой реализации приема в целом в радиосвязи, радиолокации и при радиоизмерениях.

Цель изобретения — повьппение по мехоустойчивости путем устранения фазовой неопределенности.

На фиг. 1 представлена структур- 15 ная электрическая схема приемника сигналов офсетной фазовой манипуля,ции„ на фиг. 2 — вариант выполнения блока разделения каналов на фиг. 3 автокорреляционный блок восстановле- 20

,ния опорных когерентных колебаний, :на фиг. 4 — индикатор эахвата1 на фиг. 5 — эпюры напряжений, поясняющие .работу приемника сигналов офсетной двукратной фазовой манипуляции. 25

Приемник сигналов офсетной фазовой манипуляции содержит (фиг. 1) первый, второй и третий преобразователь 1,2, 3 частоты, автокорреляционный блок 4, восстановления опорных когерентньм 30 колебаний, первый и второй арифметические сумматоры 5 и 6 первый и вто,рой решающие блоки 7 и 8, индикатор

,9 захвата, инвертор 10, первый .,и второй перемножители 11 и 12, блок (, 13 разделения каналов.

Блок 13 разделения каналов содер жит (фиг. 2) инвертор 14, первый и

:второй элементы ИЛИ 15 и 169 первый и второй реверсивные счетчики 17 и 40

18, первый, второй, третий и четвер тый дешифраторы 19-22, первый и второй коммутаторы 23 и 24, первый, второй, третий и четвертый элементы И

25-28, первый и второй RS-триггеры 45

29 и 30.

Автокорреляционный блок 4 восстановления опорных когерентных колебаний содержит (фиг. 3) первый и второй преобразователи 31 и 32 частоты первый и второй управляемые генераторы 33 и 34, первый и второй перемножители 35 и 36, первую и вторую линии задержки 37 и 38 первый и второй интеграторы 39 и 40.

Индикатор 9 захвата содержит (фиг. 4) перемножитель 41, линию задержки 42, фильтр 43, пороговый блок

44, выделитель 45 фронтов.

Приемник работает следующим образом, Сигнал офсетной ФМ (фиг, 1) с входа приемника (не показан) поступает на первые входы второго и третьего преобразователей 2 и- 3 частоты и на вход автокоррепяционного блока 4 восстановления опорных когерентнык колебаний. В автокорреляционном блоке 4 на первом выходе формируется опорное

1 колебание cos/2 (f — — -f ) t+ P и 2 т

/ — ч ), а на втором выходе — cos(2tl (f + -2-f,)+ 4+ 2 Ч j rye 4 f «1

1 и, (— соответственно значения частоты и начальной фазы несущего.и тактового колебания, В автокорреляционном блоке 4 преобразователем 31 частоты (фиг. 3) несущая входного сигнала офсетной ДФМ понижается до значения, равного полутактовой частоте. В качестве сигнала гетеродина используется сигнал первого управляемого генератора 33. В автокорреляторе, состоящем из первого переменожителя 35, первой линии задержки 37 и первого интегратора 39, путем биений гармоники тактовой частоты в спектре произведения задержанных друг относи-. тельно друга на полтакта копий информационной последовательности и несущей, равной тактовой, формируется дискриминационная характеристика ФАП.

Второй канал автокорреляционного блока 4, включающий второй преобразователь 32 частоты, второй — управляемый генератор 34, второй перемножитель

36, вторую линию задержки 38 и второ" го интегратора 40, работает аналогично первому. Поскольку автокоррелятор соответствует схеме многочастотного дискриминатора, наряду с режимом ФАП имеет место и режим ЧАП с полосой захвата +1/2f . Совместный режим частотной и фазовой автоподстройки позволяет оптимизировать синхронизацию по обеспечению малой величины фазового джиттера и быстрого ввода в синхронизм первой и второго управляемых генераторов 33 и 34. Второй и третий преобразователи 2 и 3 частоты совместно с первым и вторым арифметическими сумматорами 5 и 6 образуют схему детектора сигналов офсетной ФМ. Особенностью этой схемы является то, что в качестве преобразующего элемента выступает когерентный преобразователь

1434559 частоты, понижающий несущую частоту входного сигнала до величины полутактовой частоты манипулирующих последо-, вательностей А (t) и Ag(t) (фнг. 5а, б). При методе синхронйого детектирования разделение обоих информационных каналов осуществляется путем вычисления проекций вектора сигнала А на координатные оси, задаваемые опорными взаимноортогональными колебаниями

cos (2 f o t+ lgð) и sin(2f f z t+ Lf ) . Эти проекции можно получить и другим способом. Для этого в приемнике необходимо сформировать дополнительный вектор 15

В путем зеркального отображения исходного вектора A относительно одной из координатных осей. При их суммировании выделяется информационная последо: вательность первого канала А,(t) à 20 при вычитании — второго канала A (t) .

Этот алгоритм совместно с преобразованием несущей до уровня полутактовой частоты реализуется при детектировании сигнала офсетной ДФМ с преоб- 25 разованием закона манипуляции (ПЗМ), соответствующего представлению офсетной ФМ как однополосного вида модуляции относительно опорных колебаний, расположенных на границе полосы Най- 30 квиста. Режим ПЗМ получается за счет выбора номинальных частот первого и второго управляемых генераторов 33 и 34 автокорреляционного блока 4 выше и соответственно ниже несущей на

0,5f . В результате несущая входного сигнала на выходе второго преобразователя 2 становится равной 0,5f,а на выходе третьего преобразователя

3(-0,5f ), т.е. имеет место эеркаль- 40 ное отображение вектора сигнала относительно попутактовой несущей. Соответственно информационные последовательности первого и второго арифметических сумматоров 5 и 6, будут умно- 45 жены на когерентную со значащими моментами полутактовую поднесущую, равную cos(7f t + tg ) для первого ка1 т

+ 2 Ч) для вто 50

°; 1 рого канала, а последовательности, демодулированные решакяцими блоками

7 и 8 будут преобразованы по отношению к исходным А,(t) и A (t), orrpe 55 деляемым законам фазовой манипуляции, в соответствии с выражением

a„2(t) = Ai2(t)+A fo(t), (1) где А, (t) — меандр полутактовой частоты.

Действительно сигнал офсетной ДФМ можно представить в виде

А, (t) cos(2s f, t+ p )+A (t) sin(2)i f, t+y ) тогда сигнал на выходе второго преобразователя 2 определяется выражением

А„()соэ(ГЕтс+ -«2-ц )+А () sin(% fòt+ (2) а на выходе третьего преобразователя

3—

А q(t) co s (< f t+ -«2- 9 ) -A (t ) s in (u f ò t+

+ ц ) 1 (3) При суммировании на выходе первого арифметического сумматора 5 выделяется составляющая, равная А ()

icos(tlf t + lf ), а при вычитании на выходе второго арифметического сумматора 6 A<(t) sin(s f t + Ц„), которые соответственно поступают на первые входы первого и второго решающих блоков 7 и 8. Принимается решение о значности информационных посыпок, формируется на выходе первого преобразователя 1 частоты, Выход первого преобразователя 1 частоты соединен со вторым входом первого решающего блока 7 и через инвертор 10 со вторым входом второго решающего блока 8.

В результате на их выходах формируются информационные последовательности а (t) и a (t) (фиг. 5 в,г), сдвинутые друг относительно друга на полтакта и преобразованные в соответствии с (1) по отношению к исходным A,(t) и

А у() °

Разделение информационных потоков, передаваемых с помощью взаимно ортогональных колебаний, означает, что преобразование сигнала офсетной ФМ является ортогональным. В обоих случаях в приемнике используются два опорных колебания: при синхронном детектировании взаимно ортогональные колебания формируются одной схемой

1434559

ФАП и фазовращателем на 90, а при детектировании с ПЗМ двумя схемамл

ФАН. Поэтому применение детектора с

ПЗМ для обработки сигнала офсетной

ДФМ позволяет устранить влияние доплеровского смещения частоты.

В автокорреляционном блоке 4 опор.ные колебания формируются с точностью до . Структура сигналов на выходах первого и второго решающих блоков .7 ! и 8. при неоднозначности восстановления фазы определяется в соответствии с табл. 1. Как следует из нее, при детектировании с ПЗМ сигналов офсетной ДФМ, как и для сигналов ФМ без сдвига при синхронном детектировании, также имеет место неопределенность

IV порядка. Но в отличии от синхронного детектирования при детектировании с ПЗМ перемена мест информационных потоков сопровождается одновре = менно их инверсией (обратная работа).

Эта особенность сводит задачу устранения фазовой неопределенности 1V порядка к фазовой неопределенности приводящих в свою очередь, к снижению помехоустойчивости за счет размножения ошибок.

Истинность дешифратора тригономет-.з

35 рического манипуляционного кода представлена в табл. 2. в

Ее устранение в предложенном решении стало возможным за счет использования при построении схемы приемника структурных свойств сигнала офсетной ФМ, а именно свойства непрерывности. фазовых траекторий, достигнутой благодаря отсутствию скачков фазы на и свойств тригонометрического манипуляционного кода (см. табл. 1).

Последнее связано с выполнением соотношений

q(t) = JA(t)dt (4) „ пзм

signcos q(е)®signsinq(t)=A { ) (5) Эти свойств отражают взаимокорреляционную зависимость квадратурных составляющих эквивалентного однополос-т 5 ного сигнала при представлении офсетной ФМ как однополосного вида модуляции °

II порядка, т.е. к разработке методов устранения обратной работы.

Наличие обратной работы в известных решениях предполагает использова- 3О ние относительных методов модуляции, На основании {4) и (5) можно сформулировать два утверждения.

Прямое утверждение. Для любой двоичной последовательности A(t) может быть определена фазовая траектория,. знаковая функция от произведения проекции которой на ортогональные оси дает последовательность А (t) сопряженную в соответствии с (1) по отношению к исходной A{t).

Обратное утверждение. Произведение двух двоичных последовательностей, сдвинутых относительно друг друга на полтакта, дает третью последовательность, знаковые функции от проекции фазовой траектории которой на ортогональные оси образуют последовательности, сопряженные по отношению к исходным.

Обратное утверждение записывается системой соотношений

А„(е)®А, (t) = А (t) (6) У (t) = $ А (t)dt (7) signcos P" () = A„(t) (8) signsin g (t) = А (t)

А,(t) ++Apt) = A(t) (9) (10) Так как точки Фазового пространства полностью определяются своими проекциями, то преобразование взаимно сопряженных .последовательностей в соответствии с обратным утверждением является однозначным. Из него непосредственно следует алгоритм устранения фазовой неопределенности при детектировании с ПЗМ сигналов офсетной

ФМ. Для этого, учитывая, что операция перемножения коммутативна и для двух величин инварианта к их взаимной инверсии, необходимо демодулированные последовательности с выходов первого и второго решающих блоков 7 и 8 перемножить (фиг. 5д) построить фазовую траекторию {фиг. 5к) и вычислить ее проекции на координатные оси (фиг. 5 л-о) . Последние две операции выполняются в блоке 13 разделения каналов, на первый вход которого поступает последовательность с выхода пЕрвого перемножителя 11. Используемый метод формирования сигнала тактовой частоты, в свою очередь, исключает неоднозначность момента приня1434559 тия решения в первом и втором решающих блоках 7 и 8, связанного с пере° становками каналов при неоднозначнос-, ти восстановления фазы опорных сигналов, Как видно из табл. 1, одновре5 менно с перестановками каналов происходит инверсия сигнала тактовой частоты.

Поскольку двоичная последовательость на выходе первого перемножитея 11 имеет удвоенную тактовую частоту (фиг. 5 д-е), то для ее Формирования сигнал тактовой частоты с выхода первого преобразователя 1 частоты, и его задержанная копия с выхода инвертора 10 поступают на входы второго перемножителя -12, выход которого подключен к второму входу блока

13 разделения каналов. Начальная уста-20 новка блока 13 осуществляется сигналом, Формируемым индикатором 9 захвата. Индикация захвата происходит по сигналу тактовой частоты, свидетельствующей о захвате обоими опорны- 25 ми каналами ФАП. В индикаторе 9 (фиг.

4) сигнал тактовой частоты подключен к входу автокоррелятора, состоящего из перемножителя 41> первый вход которого через линию задержки 42 соеди- 30 неи с входом индикатора и с вторым входом перемножителя 41, последовательно включенного с фильтром 43.

Время задержки в линии задержки 42 равно половине периода сигнала тактовой частоты. Фильтром 43 отфильтровы35 ваются комбинационные гармоники тактовой частоты а полезная компонента,, равная cos2sf Г, поступает на поро1 1 говый блок 44. При à — — — — — — 40, 1 т1

icos2ltf 1= t, а при т э

Т

3 (cos2ttf I 1. При заданном пороге на выходе порогового блока 44 фор- 15 мируется сигнал А ©(t) (Фиг. 5ж), свидетельствующий о готовности приемника к обработке поступающего íà его вход сигнала. Вьщелителем 45 ФронТоВ по переднему и заднему фронту сиг 50 нала А () выделяются импульсы начальной установки блока 13, поступающие на его третий вход. Блок 13 (Фиг.

2) содержит два одинаковых канала на выходе первого канала формируется проекция фазовой траектории coslp(t) а на выходе второго канала — sing(t)..

Структура каналов блока 13 учитывает периодичность фазы и конечную величину ее приращения на тактовом интервале последовательности, поступающей на его первый вход. Период фазы равен

2ii,a приращение фазы в конце тактового интервала для сигнала офсетной

ДФИ равно и/2. Соответственно формирование фазовой траектории может быть обеспечено двухразрядным реверсивным счетчиком. Поскольку sin P(t)

=costly(t)+ — -и) то импульсом началь2 ной установки в первый реверсивный счетчик 17 первого канала предварительно записывается "логический нуль", а во второй реверсивном счетчике 18 второго канала "логическая единица .

Импульсы начальной установки поступают на входь1 V> и V< первого и второго реверсивных счетчиков 17 и 18 через первый и второй элементы ИЛИ

15 и 16. Первый вход первого элемента ИЛИ 15 соединен с первым входом блока 13 и через инвертор 14 с первым входом второго элемента ИЛИ 16.

В этом случае при поступлении логической единицы с первого входа блока

13 импульс тактовой последовательности со второго входа блока 13 подается на суммирующий вход первого и второго реверсивных счетчиков 17 и

18 (фиг. 5з), а при поступлении логического нуля — на вычитающий вход первого и второго реверсивных счетчиков 17 и 18 (Фиг. 5и). Первый я четвертый дешифраторы 19 и 20 вычисляют проекцию фазовой траектории

coslp(t). Их структура определяется табл. 2. Из нее видно, что первый и четвертый дешифраторы 19 и 22 имеют два выхода. На первом выходе вычисляется проекция фазовой траектории при положительном приращении фазы по отношению к нулевому состоянию первого реверсивного счетчика 17, а на втором выходе — при отрицательном приращении фазы. Декодирование нулевого состояния первого и второго реверсивных счетчиков 17 и 18 осуществляется вторым и третьим дешифраторами 20 и

21.

Сигналы второго и третьего дешифраторов 20 и 21 разрешают прохождение единицы соответственно через первый, второй, третий и четвертый элементы И 25, 26, 27 и 28 с выходов первого и второго элементов ИЛИ 15 и

16, определяющих положительное или отрицательное приращение Фазы. При

1434559

2. Приемник по п. 1, о т л и— ч а ю шийся тем, что блок разделения каналов содержит два pesepсивных счетчика, четыре дешифратора, четыре элемента И, два элемента ИЛИ, два коммутатора, два RS-триггера и инвертор, вход и выход которого соединен соответственно с первым входом первого элемента ИЛИ, который является первым входом блока разделения каналов, и с первым входом второго элемента. ИЛИ, второй вход которого соединен с вторым входом первого элемента ИЛИ и является третьим входом блока разделения каналов, вторым входом которого является суммирующий (вычитающий) вход первого и второго реверсивных счетчиков, к установочным входам которых подключены выходы первого и второго элементов ИЛИ, при этом выходы первого реверсивного счетчика подключены к входам первого дешифратора, выходы которого соединены с первыми входами первого коммутатора, и ко входам второго дешифратора, выход которого соединен с первыми входами первого и второго элементов И, выходы которых подключены к входам первого RS-триггера, выходы которого соединены с вторыми входами первого коммутатора, а выходы второго реверсивного счетчика подключены к входам третьего дешифратора, выход которого соединен с первыми входами третьего и четвертого элементов И, и к входам четвертого дешифратора, вьмоды которого соединены с первьнки входами второго коммутатора, к вторым входам которого подключены выходы второго RSтриггера, причем выходы первого и второго коммутаторов являются выходами блока разделения каналов.

1. Приемник сигналов офсетной фазовой манипуляции, содержащий авто" корреляционный блок восстановления

1 опорных когерентных колебаний, вход которого является входом приемника, и два арифметических сумматора, выхо-! ды которых подключены соответственно ! к первым входам первого и второго решающих блоков, о т л и ч а ю щ и йс я тем, что, с целью повышения по- 2О мехоустойчивости путем устранения фа-! зовой неопределенности, введены три преобразователя частоты, два перемножителя, инвертор, индикатор захвата и блок разделения каналов, первый, 25 второй и третий входы которого соединены соответственно с выходом первого перемножителя, к первому входу которого подключен выход первого решающего блока, с выходом второго пе1 ремножителя, к первому входу которого подключен выход инвертора, и с вьмодом индикатора захвата, вход которого

Соединен с вторым входом второго леремножителя, с входом инвертора, с вторым входом первого решающего бло- .

-ка и с выходом первого преобразователя частоты, входы которого соединены с выходами автокорреляционного блока

Восстановления GIIGpHbIx когерентнык 4g колебаний и с первыми входами второго и третьего преобразователей частоты, выходы которых подключены соответственно к первым и вторым входам первого и второго арифметических сумматоров, а вторые входы второго и третьего преобразователей частоты соединены с входом приемника, выходами которого являются выходы блока раз" деления каналов„ при этом выход инвертора подключен к второму входу вто.

50 рого решающего блока, выход которого с оеди не н с вторым вх одом п ер в ог о п еремножителя. этом, первый и второй RS-триггеры

29 и 30 приводятся в состояние, при которых первый и второй коммутаторы

23 и 24 подключают к выходам блока

13 первый или второй выход первого и четвертого дешифраторов 19 и 22.

Формула изобретения

3. Приемник по п. 1, о т л и— ч а ю шийся тем, что индикатор захвата содержит последовательно соединенные линию задержки, перемножитель, второй вход которого соединен с входом линии задержки, фильтр, пороговый блок и выделитель фронтов, выход которого является выходом индикатора захвата, входом которого является вход линии задержки.

1434559

-!z

Таблица 1

Фаза опорных колебаний 0,0 0; У ft,0 7i r(Первый фазовый детектор а, а

Второй фазовый детектор а а, -а (-а

-a

1 1

СИГнал тактовой частоты 2 Й 2 Йу

1 т

Таблица 2

cosy(t) Отрицательная фаза

Положительная фаза

Код Состояние Число Код счетчика

00

01

10

11

Состояние Число счетчика

1434559

1434559

ЯО

27д

9д

-Уд

-1В

-2

-ЖО

Фиг. 5

Составитель А.Москевич

Редактор И.Сегляник Техред М.Дидык Корректор М.Васильева

Заказ 5565/57 Тираж 660 Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета СССР по делам изобретений и открытий

l13035, Москва, Ж-35, Раушская наб., д. 4/5

Производственно-полиграфическое предприятие, г, Ужгород, ул. Проектная, 4