Когерентный приемник частотно-манипулированных радиосигналов с непрерывной фазой

Когерентный приемник частотно-манипулированных радиосигналов с непрерывной фазой

Иллюстрации

Показать все

Реферат

 

Изобретение относится к радиосвязи и может использоваться в системах передачи дискретной информации по радиоканалам с жесткими требованиями по ограничению полосы пропускания. Целью изобретения является повышение достоверности приема и повышение предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов. Для достижения цели введены аналого-цифровой квадратурный преобразователь и тактовый генератор с частотой дискретизации, близкой к символьной частоте, и одновременным гетеродин-ированием входного радиосигнала в область нулевых частот, при реализации системы восстановления опорных колебаний, включающей блоки фазовой автоподстройки частоты и введенную схему регенерации синхроимпульсов и отслеживающей верхнюю и нижнюю частоты передачи дискретных символов информации, спектральные гармоники которых будут расположены в низкочастотной области, а также введены схемы оптимальной обработки с принятием решения о передаваемом символе информации по результату накопления энергии принимаемого сигнала на трех символах . 5 ил. со С

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК

1716615 А1 (sl)s Н 04 L 27/14

ГОСУДАРСТВЕННЫЙ КОМИТЕТ

ПО ИЗОБРЕТЕНИЯМ И ОТКРЫТИЯМ

ПРИ ГКНТ СССР

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ (Л

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ (21) 4824919/09 (22) 11.05.90 (46) 29,02.92. Бюл. N 8 (71) Московский авиационный институт им.Серго Орджоникидзе и Научно-исследо-, вательский институт точных приборов (72) И.П.Бабенко, В.А.Вейцель, В.М.Волков, М.И.Жодзишский, А.В.Колосов и В.М.Тамэркин (53) 621.394.6(088.8) (56) Дж.Спилкер. Цифровая спутниковая связь. Пер. с англ./Под ред. Маркова М,„

Связь, 1979, с.292. (54) КОГЕРЕНТНЫЙ ПРИЕМНИК ЧАСТОТН О-МАН ИПУЛ И РОВАН Н ЫХ РАДИОСИГНАЛОВ С НЕПРЕРЫВНОЙ ФАЗОЙ (57) Изобретение относится к радиосвязи и может использоваться в системах передачи дискретной информации по радиоканалам с жесткими требованиями по ограничению полосы пропускания. Целью изобретения является повышение достоверности приема

Изобретение относится к радиосвязи и может быть использовано в системах передачи дискретной информации по радиоканалам с жесткими требованиями по ограничению полосы пропускания.

Известен когерентный приемник, содержащий демодулятор и систему восстановления опорных колебаний с центральной fo и символьной fc частотами. При этом система фазовой,автоподстройки (ФАП) опорной частоты f<> имеет в своем составе два ключевых устройства, управляемых импульсами, формируемыми в системе символьной синхронизации из восстанавливаемого опорного колебания и повышение предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов. Для достижения цели введены аналого-цифровой квадратурный преобразователь и тактовый генератор с частотой дискретизации, близкой к символьной частоте, и одновременным гетеродинированием входного радиосигнала в область нулевых частот, при реализации системы восстановления опорных колебаний, включающей блоки фазовой автоподстройки частоты и введенную схему регенерации синхроимпульсов и отслежи. вающей верхнюю и нижнюю частоты пере/ дачи дискретных символов информации, - спектральные гармоники которых будут расположены в низкочастотной области, а также введены схемы оптимальной обработки с принятием решения о передаваемом символе информации по результату накопления энергии принимаемого сигнала на трех символах. 5 ил. символьной частоты fo. Таким образом, существует перекрестная связь между двумя Ch

"системами, отслеживающими центральную СЬ

f<> и символьную f< частоты, и

Известен цифровой когерентный при- (Л емник, в котором в процессе восстановле ния опорного колебания на центральной частоте fp используется восстановленное ( колебание полусимвольной частоты fc/2, и (л также существует взаимосвязь двух систем синхронизации.

Недостатком известных схем когерентных приемников является то, что синхронизм в канале центральной частоты f< принимаемого сигнала достигается только

171.6615 лишь после вхождения в синхронизм системы символьной синхронизации, стабильность работы которой непосредственным образом зависит от частотной расстройки в канале слежения за центральной частотой 5

fo, В известных схемах когерентн ых приемников имеет место последовательный двумерный поиск по центральной частоте fo (частоте несущей) и символьной частоте fc, что обусловливает наличие перекрестных .1 связей между двумя системами сихронизации при восстановлении необходимых опорных колебаний. Последовательный двумерный поиск по указанным частотам значительно увеличивает время вхожде- 1 ния в синхронизм по сравнению с одномерным поиском и создает серьезную проблему вхождения в синхронизм непосредственно по передаваемому информационному радиосигналу, приводя к 2 необходимости периодического включения в передаваемый радиосигнал специальноой синхропреамбулы для быстрого принудительного ввода в синхрониэм обеих систем синхронизации. Эффективность вхождения в синхронизм по специальной синхропреамбуле определяется ее длиной (временным интервалом) и периодичностью ввода в информационный сигнал, т.е. величиной ее удельного по времени содержания в передаваемом радиосигнале. Повышение эффективности такого вхождения в синхронизм снижает скорость передачи полезной информации.

Наиболее близким к предлагаемому по технической сущности является когерентный приемник, который содержит два перемножителя, два стробируемых интегратора, два решающих устройства, коммутатор, устройство возведения в квадрат входного радиосигнала и систему восстановления опорных колебаний. При этом система восстановления опорных колебаний состоит на двух независимых параллельных систем

ФАП на удвоенные верхнюю 2f> и нижнюю

2f частоты передачи символов, спектральные гармоники которых образуются в результате возведения входного радиосигнала в квадрат, и блока регенерации необходимых опорных колебаний. Восстановленные опорные колебания имеют вид:

Наличие двух знаков у квадратурных составляющих 1 и Q, подаваемых на вторые входы перемножителей, обусловлено неопределенностью знака, возникающей после деления на две отслеживаемых системами

0 ФАП частоты 2fg и 2Ь.

Построение системы восстановления опорных колебаний на основе двух независимых систем ФАПЧ позволяет реализовать параллельный одномерный поиск по часто5 там 2fe и 2f„и достичь предельно малого для когерентных приемников частотно-манипулированных радиосигналов с непрерывной фазой (в частности, ММС-сигналов) времени вхождения в синхронизм непосредственно

0 по передаваемому информационному радиосигналу. Для данного типа системы восстановления опорных колебаний отпадает необходимость использования синхропреамбулы с целью сокращения времени вхож25 дения в синхронизм.

Так как опорные колебания 1 и 0 восстанавливаются с неопределенностью знака, то решение о значении символа информации на выходе приемника имеет такую же

30 неопределенность. При демодуляции символов информации имеет место эффект обратной работы, Для того, чтобы устранить неопределенность знака (устранить эффект обратной работы), не35 обходимо дополнительно применять дифференциальное кодирование и декодирование информационых символов, Такой путь решения проблемы обратной работы ведет к дополнительному функци40 ональному и аппаратурному усложнению модема MMC-сигналов.

Существующая система восстановления опорных колебаний, помимо двух систем ФАПЧ на удвоенных частотах 2fg и 21, 45 содержит устройство возведения в квадрат входного радиосигнала для образования соответствующих спектрал ьн ых гармоник, oTслеживаемых системами ФАПЧ, а также делители частоты и смесители, входящие в

50 состав блока регенерации необходимых опорных колебаний. Эти дополнительные функциональные устройства усложняют реализацию системы восстановления опорных колебаний, увеличивают неста55 бильность ее работы и снижают общую аппа ратурную надежность.

Построение системы восстановления опорных колебаний с возведением в квадрат входного радиосигнала существенно за1 = + 2cos(2 Tfct) cos(2Xfct/4) =

+. сов(2л f t) " сов(2л f

Q = + 2sin(2X fat) sin(2Nfct/4)=

= + cps(2x fgt) + сов(2л нт).

1716615, трудняет реализацию всего когерентного приемника полностью в цифровом интегральном виде (например, АЦП и одной универсальной вентильной матрицы, УВМ), так как быстродействие входного АЦП и цифро.- 5 вой элементной базы для системы восстановления опорных колебаний будет определяться согласно известной теореме

Котельникова, максимальной частотой

2fe:1д 4fs fe= fp+ fc/4, где 1д — частота 10 дискретизации входного радиосигнала, 1с— частота передачи информационных символов. Цифровая интегральная реализация ко-. герентного приемника, помимо снижения массо-габаритных параметров конструкции 15 приемника и значительно лучшей технологичности его изготовления, позволяет достичь высокой стабильности оработы всех функциональных блоков когерентного приемника (особенно системы восстановления 20 опорных колебаний и перемножителей) и повысить достоверность принимаемой информации.

Учитывая, что структура узкополосного линейного радиотракта, предшествую- 25 щего АЦП, требует выполнения условия

fp>.10ËР, где Л Р вЂ” ширина спектра передаваемого информационного сигнала (для сиг- . налов с MMC Л F = 1,5 fc), предельно возможная скорость передачи информации 30, будет гораздо меньше частоты дискретизации входного радиосигнала:

1д= 60 fc

Целью изобретения является повышение достоверности приема -и повышение предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов. .40

На фиг. 1 изображена структурная схема когерентного приемника (буквами рус-. ского алфавита а, б, в и т,д. обозначены некоторые точки в структурной схеме когерентного приемника); на фиг. 2 — вариант 45 реализации блока АЦКП на цифровых схе- мах; на фиг. 3 — реализация цифровых систем ФАПЧ; на фиг. 4 и 5 — временные диаграммы сигналов, поясняющие работу когерентного приемника (соответствующие 50 временные диаграммы обозначены русскими буквами).

Когерентный приемник частотно-манипулированных радиосигналов с непре-. рывной фазой (фиг. 1) содержит 55 аналого-цифровой квадратурный преобра- зователь (АЦКП) 1, тактовый генератор (Г) 2, первый и второй перемножители 3 и 4 (П), первый и второй блоки 5 и 6 фазовой авто подстройки частот(ФАПЧ), первый и второй стробируемые накопители 7 и 8 (СН), последовательно соединенные первый регистр (РЕГ) 9, первый и второй комбинационные сумматоры 10 и 11 (СМ), сумматор 12 по модулю два (М2) и первый Д-триггер 13 (TP), последовательно соединенные второй регистр 14, преобразователь 15 прямого кода в дополнительный (ПР), мультиплексор 16. (МПЛ), третий комбинационный сумматор

17 и третий регистр 18, последовательно соединенные четвертый комбинационный сумматор 19, накопительный сумматор 20 (НС), первый элемент ИЛИ 21 и первый и второй блоки 22 и 23 задержки (БЛЗ), а также второй и третий Д-триггеры 24, 25 и второй элемент ИЛИ 26, При этом первый вход

АЦКП 1 является входом когерентного приемника, а его первый и второй выходы соединены с соответствующими входами перемножителей 3 и 4, третий и четвертый входы которых соединены с первым и вторым выходами соответственно первого и второго блоков 5 и 6 ЦФАПЧ, первый и второй входы которых соединены с первым и вторым выходами соответствующих перемножителей 3 и 4, третьи выходы блоков 5 и

6 ЦФАПЧ соединены с первым и вторым входами комбинационного сумматора 19.

Второй и третий выходы накопительного сумматора 20 соединены сооответственно со вторым и первым входами элементов

ИЛИ 21 и 26, а выход элемента ИЛИ 26 соединен с третьими входами блоков 5 и 6

ЦФАПЧ. Вторые выходы перемножителей 3 и 4 соединены с первыми входами стробируемых накопителей 7 и 8, выходы которых соединены с первыми входами соответственно регистров 9 и 14. Вторье входы стробируемых накопителей 7 и 8 и регистров 9 и

14 соединены с выходом блока задержки 22, выход регистра 14 соединен со вторым входом мультиплексора 16, второй выход которого соединен со вторым выходом комбинационного сумматора 10. Выход регистра 18 соединен со вторым входом комбинационного сумматора 11, выход которого соединен с первым входом Д-триггера 24, выход которого соединен со вторым входом сумматора по модулю два 13. Выход тактового генератора 2 соединен со вторым входом АЦКП, с третьими входами стробируемых накопителей 7 и 8, четвертыми входами блоков ЦФАПЧ и вторым входом накопительного сумматора 20, первый выход которого соединен с первым входом Дтриггера 25, выход которого соединен с третьим входом мультиплексора 16. Вторые входы регистра 18, элемента ИЛИ 26, Дтриггеров 24 и 25 соединены с выходом 3/I81716615 мента ИЛИ 21, выход регистра

ЛИ 21, стра 9 соединен понижается тактовая частота работы всего со вторым входом комбинационного сумма- цифрового приемника, равная частоте дисктора 17, а выход блока задержки 23 соеди- . ретизации входного радиосигнала, и соотнен со вторым входом Д-триггера

Д- р гера 13 выход ветственно возрастает предельная скорость которого является выходом когерентного 5 передачи информации, С выходов. распределителя 30, являюприемника.

1 АЦКП и овые

Блок1(фиг.2)содержитаналого-цифро- щихся выходами блока 1 АЦ, ц фр вой прес разователь б т ль 27 (АЦП), Д-триггеры отсчеты квадратурных компонент поступа28 и 29 (ТР) и распределитель 30.

Блоки 5 и 6 (фиг. 3) содержат накопи- 10 множителей 3 и 4 (фиг. 1), выполняющих тельные сумматоры 31 и 32 (НС), регистр 33 комплексное перемножение отсчетов вход),Д 34(ТР) реобразователь35 ного сигнала с отсчетами опорных колебапрямого кода в дополнительный (ПР), циф- ний, отслеживаемых блоками 5 и 6 ФАПЧ.

36 (ЦФ) фровой синтеза- Для упрощения структуры комплексных пе15 ремножителей опорные колебания (при устор 37 отсчетов (ЦС ).

Когерентный приемник работает следу- ловии многоуровневого квантования входного радиосигнала) могут быть бинар-. ющим образом.

В блоке 1 АЦКП входной радиосигнал с ными. С первого и второго выходов блоков центральной частотои о путем ем соответству- 5 и 6 отсчеты бинарных опорных колебаний ющего выбора частоты дискретиз ци д скретизации F 20 поступают на третий и четвертый входы пегетеродинируется в низкочаст з очастотную об- ремножителей 3 и 4, с выходов которых мниласть и преобразуется в цифровы фровые отсчеты мая и .действительная компоненты (.4абвг) двух квадратурных комп компонент, представ- результатов перемножения (фиг. а, б, в, г) ленных в виде двоичного прямог о о прямого кода для поступают на первый и второй входы соотположительных и дополнительного кода 25 ветствующихблоков5и6, Возможныйваридля отрицательных отсчетов. тсчетов. Возможный ант реализации блоков 5 и 6 изображен на вариант реализации лока б АЦКП показан фиг, 3 и является цифровой реализацией на фиг. 2. B АЦП 27 цифровые отсчеты схемы Костаса с ограничителем в косинусвходного радиосигнала о раз образуются с час- ном (действительном) канале. На выходе тотой дискретизации 1д, выбираемой из 30 преобразователя 35 кодаформируется цифровой код дискриминатора ФАПЧ, поступасоотношения ющий в блок цифрового фильтра 36, на

fp = 4fo/(4k w1- 1), выходе которого формируется управляющий код, подаваемый в блок цифрового сиггде k — номер ближайшеи к о гарм н д. армоники f . 35 нализатора отсчетов 37, где и происходит

При этом. умножение цифровых т фровых отсчетов синтез бинарных отсчетов опорных колебафазой. Вывходного радиосигнал н гнала на отсчеты синусои- ний с необходимыми частотой и фазой. ыоидального колебаний ходы блока 37 ЦСО являются первым и сводится к выделению в канале косинусной вторым выходами блоков 5 и составляющей четных, а в канале ин а але синусной 40 установившемся режиме слежения блоков 5 .— нечетных отсчетов входного радиосигнала и 6 цифровой код дискриминатора близок к и инверсии знака каждого второго отсчета в нулю, а управляющий код на выходе цифрообоих каналах. се эти функции . В ф кции выполняет вого фильтра 36 равен определенной постораспределитель 30 по управляющим сигна- лам 01, Q1, Q2 и 1д), формируемым из им- 45 Управляющие коды с третьих выходов пульснои по п следовательности тактовых блоков 5 и 6 поступают на входы комбинаимпульсов с частотой следования 1д двумя ционного сумматора, входящ у стоя ей и 28 и 29. При таком построении регенерации синхроимпульсов, со щ

Д-триггерами и ммато а 19, накопиблока 1 АЦКП частота дискретизации может из комбинационного суммат р быть на порядок меньше, чем центральная 50 тельного сумматора 20 и двух элементов частота спектра входного радиосигн л, вхо ного радиосигнала, и ИЛИ 21 и 26. Суммарный управляющий код, приближаться по величине к символьной ча- поступающий с выхода комбинационного стоте f . B результате независимые парал- сумматора 19, циклически накапливается в лельные системы ФАПЧ (блоки 5 и 6) будут накопительном сумматоре 20 до моментов отслеживать с точностью д с ю до фазы соответ- 55 его переполнения. Первый, второй и третий ственно верхнюю и нижнюю ч юю частоты пере- выходы накопительного сумматора 20 являдачи дискретных символов ин о информации, ются выходами его разряда переполнения и спектральные гармоники которых будут двух старших разрядов, Уровень "1" появлярасположены внутри ча ри частотного интерва- ется на выходе разряда переполнения с

na (-1, + 1,). Таким образом, существенно частотой,равнойразностиверхней1виниж I

1716615

10

20

40

55 ней f< частот манипуляции входного частотно-манипулированного радиосигнала с непрерывной фазой, причем независимо от его допплеровского смещения и в строгом соответствии с его фазой: f< = f> - f<. Для частотной манипуляции с минимальным сДвигом (ММС) т1 = fc/2 (фиг. 4а), гДе fc— частота следования символов информации.

На выходе логического элемента ИЛИ 21 синхроимпульсы, также соответствующие появлению уровня "1", имеют частоту следования fz=2f> - tc (фиг. 4и), а на выходе элемента ИЛИ 26 — частоту fa = 4fi - 2fc (фиг.

4к). Регенерированные таким образом синхроимпульсы поступают на управляющие входы соответствующих блоков схемы когерентного приемника (фиг. 1). Блоки 22 и 23 задержки служат для согласования моментов прихода синхроимпульсов с временем распространения цифровых отсчетов обрабатываемого сигнала, В стробируемых накопителях 7 и 8 действительные компоненты результатов перемножения входного сигнала и опорных колебаний (фиг. 46, r), поступающие со вторых выходов перемножителей 3 и 4; накапливаются за время, равное длительности передаваемых символов информации, иначе, периоду следования управляющих импульсов сброса (фиг.-4и).

Буферные регистры 9 и 14 служат для хранения накопленных отсчетов сигналов. в промежутках времени между импульсами сброса, обнуляющими стробируемые накопители 7 и 8.

Комбинационные сумматоры 10, 11 и

17, мультиплексор 16, регистр 18, сумматор 12 по модулю два и Д-триггер 24 реализуют оптимальный трехсимвольный алгоритм обработки принимаемого сигнала, обеспечивающий минимальную ошибку демодуляции информационного символа. При этом регистр 18 и Д-триггер

24 выполняют функцию блоков задержки на длительность одного символа, функцию порогового устройства выполняет комбинационный сумматор 11, выходом которого является выход его знакового (старшего) разряда, а сумматор 12 по модулю два служит перемножителем цифровых бинарных сигналов, Оценка текущего передаваемого символа информации формируется уже на выходе сумматора 12, но ее точная временная привязка к последовательности синхроимпульсов символьной частоты fc осуществляется в

Д-триггере 13, выход которого является выходом когерентного приемника. Работа описанных блоков иллюстрируется на фиг.

4. и 5; временные диаграммы д, е, ж, м-т.

С выхода тактового генератора 2 тактовые импульсы с частотой следования, равной частоте дискретизации 1д, поступают на второй вход блока 1 АЦКП, на третьи входы стробируемых накопителей 7 и 8, на четвертые входы блоков.5 и 6. ФАПЧ и на второй вход накопительного сумматора 20, что необходимо для обеспечения их функционирования, Процесс демодуляции символов информации иллюстрируется временными диаграммами, изображенными на фиг. 4 и 5, где показано полное исключение (в отличие от прототипа) эффекта обратной работы. Перескоки фазы опорных колебаний на ztnpoucходят при работе когерентного приемника под воздействием шумовых(помеховых) выбросов, появление которых имеет малую, но, тем не менее, конечную вероятность.

Фазовая неопределенность восстановления опорных колебаний приводит к такой же неопределенности знака какой-либо из действительных компонент (фиг, 4б, в) результатов комплексного перемножения входного сигнала на опорные колебания. На временных диаграммах фиг. 4 и 5 пунктирными линиями изображен процесс демодуляции при перескоке фазы опорного колебания (для примера в блоке 5 ФАПЧ, фиг. 1). Помимо инверсии соответствующей действительной компоненты (фиг. 4б, д) в соответствии с изменившимся управляющим кодом, поступающим в.третьего выхода блока 5 ФАПЧ.на первый вход комбинационного сумматора 19, изменится и фаза последовательности синхроимпульсов с полусимвольной частотой (фиг. 4а), что приведет к инверсии (сдвигу фазы) синхросигнала (фиг. 4к), управляющего работой преобразователя кода 15 и мультиплексора

16, Дальнейший процесс демодуляции показан пунктирными линиями на последующих диаграммах фигур 4 и 5. В итоге последовательность демодулированных информационных символов будет такой же, как и пои отсутствии фазового перескока опорного колебания. Таким образом, в отличие от прототипа, реализованный оптимальный (трехсимвольный) алгоритм демодуляции инвариантен к фазовой неопределенности восстанавливаемых опорных колебаний, т.е. он полностью исключает эффект обратной работы при демодуляции информационных символов. Тем самым существенно повышается достоверность приема дискретной информации.

Формула изобретения

Когерентный приемник частотно-модулированных радиосигналов с непрерывной

1716615

50

55 фазой, содержащий первый и второй перемножители, первый и второй блоки фазовой автоподстройки частот и первый и второй стробируемые накопители, о т л ич а ю шийся тем, что, с целью повышения достоверности приема и повышения предельной скорости передачи информации при фиксированной частоте дискретизации радиосигналов, введены аналого-цифровой квадратурный преобразователь, тактовый генератор, последовательно соединенные первый регистр, первый и второй комбинационные сумматоры, сумматор по модулю два и первый Д-триггер, последовательно соединенные второй регистр, преобразователь прямого кода в дополнительный, мультиплексор, второй комбинационный сумматор и третий регистр, последовательно соединенные четвертый комбинационный сумматор, накопительный сумматор, первый элемент ИЛИ и первый и второй блоки задержки, а также второй и третий

Д-триггеры и второй элемент ИЛИ, при этом первый вход аналого-цифрового квадратурного и реобраза вателя я вляется входом когерентного приемника, а его первый и второй выходы соединены с соответствующими входами первого и второго перемножителей,. третий и четвертый входы которых соединены с первым и вторым выходами соответственно первого и второго блоков фазовой автоподстройки частоты, первый и второй входь которых соединены с первым и вторым выходами соответствующих перемножителей, третьи выходы первого и второго волоков фазовой автоподстройки частоты соединены с первым и вторым входами четвертого комбинационного сумматора, второй и третий выходы накопительного сумматора — соответственно с вторым входом первого и

I первым входом второго элементов ИЛИ,. а выход второго элемента ИЛИ вЂ” с третьими входами первого и второго блоков фазовой автоподстройки частоты, вторые выходы

5 первого и второго перемножителей — с первыми входами соответственно первого и второго стробируемых накопителей, выходы которых соединены соответственно с первыми входами первого и второго регист10 ров вторые входы первого и второго стробируемых накопителей, первого и второго регистров соединены с выходом первого блока задержки, выход второго регистра — с вторым входом мультиплексора, второй вы15 ход которого соединен с вторыми входами первого комбинационного сумматора, выход третьего регистра — с вторыми входами второго комбинационного сумматора, выход которого соединен с первым входом

20 второго Д-триггера, выход которого соединен с вторым входом сумматора по модулю два, а вторые входы третьего регистра второго Д-триггера и второго. элемента ИЛИ соединены с выходом первого элемента

25 ИЛИ, выход тактового генератора — с вторым входом аналого-цифрового квадратурного преобразователя, с третьими входами стробируемых накопителей, четвертыми входами блоков фазовой автоподстройки

30 частоты и вторым входом накопительного сумматора, первый выход которого соединен с первым входом третьегоо Д-триггера, второй вход и выход которого соединены соответственно с выходом первого элемен35 та ИЛИ и третьим входом мультиплексора, выход первого регистра — с вторым входом.третьего комбинационного сумматора, выход второго блока задержки — с вторым входом первого Д-триггера, вы40 ход которого является выходом когерентного приемника;

1716615

ЗО е. з.

1716615, 5

Принимаемые сглзолы информации

4 О о 4 î î î 4 4 о о

Интерпрета ия иодов отсчетов: а - ж, м — и.

1716615

Приииаеьг е сияэолм-информапии

1 1 о

Дв .;Од/л .рсэяеныв симвс)н ииформщии о.о 1 а о

Составитель Н.Лазарева

Техред M.Ìoðãåíòàë Корректор В.Гирняк

Редактор Н.Горват

Заказ 618 Тираж Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб„4/5

Производственно-издательский комбинат "Патент", г. Ужгород, ул.Гагарина, 101