Устройство синхронизации опорного колебания высокоскоростного модема

Устройство синхронизации опорного колебания высокоскоростного модема

Иллюстрации

Показать все

Реферат

 

Использование: в электросвязи. Сущность изобретения: устройство синхронизации опорного колебания высокоскоростного модема содержит с первого по четвертый умножители, синусно-косинусный генератор, первый и второй сумматоры , два детектора, третий и четвертый сумматоры, блок постоянной памяти, блок коммутации, блок оценки помех, блок синхронизации , блок постоянной памяти, блок аппроксимации невязок пятый и шестой умножители , пятый сумматор, блок оценки фазового дрожания, шестой сумматор, блок оценки линейного изменения фазы. Повышение точности синхронизации опорного колебания в условиях фазового дрожания и негауссовых аддитивных помех достигается путем учета статических свойств аддитивных помех и структуры энергетического спектра фазовых дрожаний в алгоритме оценивания текущей фазы с нулевой остаточной ошибкой. 3 ил.

СОЮЗ СОВЕТСКИХ

СОЦИАЛИСТИЧЕСКИХ

РЕСПУБЛИК (51)5 Н 04 L 7/02

ГОСУДАРСТВЕННОЕ ПАТЕНТНОЕ

ВЕДОМСТВО СССР (ГОСПАТЕНТ СССР) "" (Aped

ОПИСАНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

К АВТОРСКОМУ СВИДЕТЕЛЬСТВУ (21) 4930689/09 (22) 23.04.91 (46) 07,03.93. Бюл. N 9 (72) П.П. Наталенко, Н,И, Науменко, А.А. Ерко и Н,П, Миронов (56) Авторское свидетельство СССР

¹ 11009999339999, кл. H 04 L 7/027, 1982, (54) УСТРОЙСТВО СИНХРОНИЗАЦИИ

ОПОРНОГО КОЛЕБАНИЯ ВЫCOKOCKQPOСТНОГО МОДЕМА (57) Использование; в электросвязи.

Сущность изобретения: устройство синхронизации опорного колебания высокоскоростного модема содержит с первого по четвертый умножители, синусно-косинусный генератор, первый и второй суммаИзобретение относится к области электросвязи и может быть использовано в высокоскоростных модемах для обеспечения синхронизации опорного колебания.

Цель изобретения — повышение точности синхронизации опорного колебания в условиях фазового дрожания и негауссовых адаптивных помех, На фиг,1 представлена структурная электрическая схема устройства синхронизации

ollopHolo колебания высокоскоростного Модема; на фиг.2 — пример выполнения блока коммутации, блока оценивания статистических характеристик аддитивных помех, блока синхронизации и управления и блока аппроксимации невязок; на фиг.3 — пример выполнения блока оценки фазового дрожания и блока оценки линейного изменения фазы, Устройство синхронизации опорного колебания высокоскоростного модема (фиг,1) содержит первый умножитель 1, третий умножитель 2, четвертый умножитель 3, второй, ... Ж, 1800634 А1 торы, два детектора, третий и четвертый сумматоры, блок постоянной памяти, блок коммутации, блок оценки помех, блок синхронизации, блок постоянной памяти, блок аппроксимации невязок пятый и шестой умножители, пятый сумматор, блок оценки фазового дрожания, шестой сумматор, блок оценки линейного изменения фазы. Повышение точности синхронизации опорного колебания в условиях фазового дрожания и негауссовых аддитивных помех достигается путем учета статических свойств аддитивных помех и структуры энергетического спектра фазовых дрожаний в алгоритме оценивания текущей фазы с нулевой остаточной ошибкой. 3 ил, умножитель 4, синусно-косинусный генератор 5, первый сумматор 6, третий сумматор 7, первый детектор 8, второй детектор 9, второй сумматор 10, четвертый сумматор 11, первый блок 12 постоянной памяти, блок 13 коммутазом, На синфазные и квадратурные информационные входы устройства синхронизации опорного колебания высокоскоростного Модема поступают (с выхода адаптивного корректора) входные сигналы в виде отсчетов, которые для момента времени тк могут быть представлены соответственно в виде: х (тк) = aa(tp)cos Ф (т ) — ac(ta) sin Ф(тк), ции, блок оценки помех 14, блок синхро низации 15, второй блок 16 постоянный СО памяти, блок 17 аппроксимации невязок, () пятый умножитель 18, шестой умножитель 19,, С) пятый сумматор 20, блок 21 оценки фазо- О вого дрожания шестой сумматор 22, блок (Ъ

23 оценки линейного изменения фазы, Устройство работает следующим обра1800634

Yc(tk) = a<(tk)cos(4> (tk)Рк(Я = N(0,6 (Рп); хс(tk) = а (tk) COS Ф (tk) + а (tk) Sin Ф(tk), где a (tk) и a (tk) — отсчеты синфазного и квадратурного компонентов входного сигнала; 5

Ф (tk) — мгновенная фаза входного сигнала, В первом умножителе 1 и третьем умножителе 2 сигнал Xs(tk) перемножается на сигналы cos y (tk) и sin y (tk), а во втором умножителе 4 и четвертом умножителе 3 сигнал х (т ) перемножается на сигналы

cos y(tk) и sin y(tk), которые поступают с косинусного и синусного выходов синуснокосинусного генератора 5. При этом на входе первого сумматора 6 и третьего сумматора 7 формируются сигналы;

Ys,(tk) = а (а<)соз(Ф (tk)- у(ь)) - ac(tk)sin (+(tk)- y(tk)) „

20 — y(tk))+ a (tk)sin(&(tk)- y(tk)).

В колебаниях cos(6>(tk) - y (tk) и sin(@(tk)-. 25 — y(tk) разность мгновенных фаз Ф(тк) - y(tk) характеризует частотно-фазовую расстройку несущего и опорного колебаний модема.

При передаче по каналу связи в соответствии с рекомендацией МККТТ К29 настроечных сигналов в течение времени

t = 1 — 384 Т (Т вЂ” тактовый интервал), сигналы

Л A оценки а() и a<(tk), идентичные передаваемым настроечным сигналам, с первого и второго выходов первого блока постоянной памяти 12 поступают через блок коммутации 13 на вторые входы второго сумматора .

10 и четвертого сумматора 11 соответственно.

В режиме передачи по каналу связи информационных сигналов (t > 384 Т) первый детектор 8 и второй детектор 9 сравнивают сигналы, полученные соответственно с выхода первого сумматора 6 и третьего 45 сумматора 7 с пороговыми уровнями, которые определяются используемым в модеме методом передачи. В результате на выходах первого детектора 8 и второго детектора 9 формируется соответствующие возможным эталонным информационным сигналам сигналы оценки a (tk) и ac(tk); которые через блок коммутации 13 поступают на вторые входы второго сумматора 10 и четвертого сумматора 11 соответственнб.

Второй сумматор 10 и четвертый сумматор 11 вырабатывают соответственно сигналы невязок синфазного и квадратурного подканалов дс(Ь) = Y (tk) — a<(tk), представляющие собой разность между вы ходными сигналами первого сумматора 6 третьего сумматора 7 и сигналами оценк а (tk) и agtk), С выходов второго сумматора 10 и четвертого сумматора 11 сигналы невязок е (с, и fc(tk) поступают соответственно на второй и третий входы блока аппроксимации невязок 17, который реализует алгоритм: где Л вЂ” величина порога различимости од0) нородных (гауссовых) сигналов невязок j(tk) в синфазном и квадратурном подканалах, наблюдаемых на фоне негауссовых аддитивных помех, ап п роксимируемых плотностью распределения P(Q = (1 — й) Pq(g+

+ аРз(Я и поступающих с выхода второго блока постоянной памяти 16 на первый вход блока аппроксимации невязок 17;

Рз(Я вЂ” произвольная симметричная непрерывная унимодальная плотность распределения;

G — вероятность "засорения" нормальной плотности распределения, вырабатываемая блоком 14 оценивания статистических характеристик аддитивных помех, реализующим критерий Смирнова-Граббса применительно к входным сигналам 83(tk), Ec(tk) и о1ч, поступающим из второго сумматора 10, четвертого сумматора 11 и второго блока 16 постоянной памяти соответственно (номер градаций оценок а = 10, 5 10 „„5 10 из блока 14 оценивания статистических характеристик аддитивных помех поступает во второй блок 16 постоянной памяти), Объем анализируемой выборки невязок для каждого подканала! = 25, в этом случае процентные точки критерия определяются для наиболее приемлемого числа наблюдений и = I + 1 = 20 — 30. Доверительная вероятность С = 0,9 выбрана с учетом необходи.Р мой точности оценивая а (»- 2,5 10 ).

Реализация оценок начинается в режиме передачи по каналу связи информационных сигналов (t > 384 T). При t 384 Т и ринимается а = 0,1, что гарантирует увеличение фазовой ошибки для возможных значений а < 0,5 и оз/сто 3 не более чем на 10-15 .

1800634 л «к+ 1 = (t „,, 1 >

1=! (к„;1=2 (кЛ((к,,1-я(к-, 1+Pae(<„)-p„e(t„<1 (2,!)

С(ки...1=СЬк;1- 4(к) л, (2.21

q (Q = (X (<ê,1Ec(tê)- ac(л к) Е (л к11co (к1+

+ (7-с(к1 с(к) ) (Ик),(Ик1 + <3 (<ê1 а (, ), а („„,1 ас (t.;,1= " а" К„,,,;) л (=2 (к-,,;1+ „" (2сИк,,1-(ъ,< 1а Н.„,,) (л-р.,6 1; (2,з)

Э ("к-а. 1 л

C;= cps 2u 4 T лл

1„= 0!,1= Я ...6

Величины порога Д(!) хранятся в матричном запоминающем устройстве блока 16. Их расчет осуществляется предварительно путем решения транцендентного уравнения; ф(дй/о)(!) ) = о, (1 — а) — (4Ьд() 6 к) -p (- O,5 Д()уф)2) где i=1,4;

Ф() — нормированная функция Лапласса;

О ) =(о ) + К04) 2 — среднеквадратичное отклонение невязок; с4 — дисперсия гауссова шума (,, гарантирующая заданную помехоустойчивость приема для используемого метода передачи с дисперсией с4 последовательности передаваемых данных;

К п = 1,10,10, О, Такая аппроксимация величины oi обеспечивает ступенчатое управление порогом Д Уровням К(л соот() ветствуют моменты времени тИk = n Т, где ne = (m(2p+1) (4/(2(1-а) Ф (д )/ñ Щ оЯ+ и; где Ф )A = К )и, i =1,3; фп) 1 0-3, m=2ир=1,1 — 50для К 384;

m = 1 и р=1 для К > 384; п = 30 — коэффициент, усиливающий априорную неточность задания 0N и погpBLUHocTb оценивания а. Номер тактового интервала вырабатывается блоком 15 синхронизации и управления в соответствии с сигналом, поступающим из блока 14 оценивания статистических характеристик аддитивных помех, Таким образом во втором блоке 16 постоянной памяти по сигналам номеров тактового интервала и градации оценки а поступающим из блока 15 синхронизации и управления и блока 14 оценивания статистических характеристик аддитивных помех соответственно и поедставляющих собой код адреса порога д во втором блоке 16 постоянной памяти, однозначно определяется значение hË, 5 Введение аппроксимации (1) обеспечивает защиту устройства от выбросов шума большой мощности, не укладывающихся в схему нормального распределения, и позволяет осуществить робастное на классе нега10 уссовых помех оценивания нестационарной фазы несущего колебания.

С первого выхода блока 17 аппроксимации невязок сигнал поступает на второй вход пятого умножителя 18 и первый вход

15 блока 21 оценки фазового дрожания, со второго выхода блока 17 аппроксимации невязок сигнал поступает на второй вход шестого умножителя 19 и на второй вход блока 21 оценки фазового дрожания. Нг

20 первые входы пятого умно>кителя 18 и шестого умножителя 19 подаются соответственНО СИГНаЛЫ Yc(tn) И Ys(tk) С ВЫХОДОВ трЕтЬЕГО сумматора 7 и первого сумматора 6, При этом на выходе пятого сумматора 20 форми25 руется сигнал ошибки:

О(тК) = F3(tk) Yc(tk) = Ec(lk) Ys(tk) который определяет фазовую ошибку

Ф(тк) - ) (1) между несущим колебанием входного сигнала и опорным колебанием.

30 Сигнал ошибки 8(tk) поступает на восьмой вход блока 21 оценки фазового дрожания и на первый вход блока 23 оценки линейного изменения фазы.

Алгоритм оценивания текущей фазы не35 сущей (4) реализуется блоком 21 оценки фазового дрожания, блоком 23 оценки линейного изменения фазы и шестым сумматором 22, Блок 21 оценки фазового дрожания обеспечивает компенсацию фазового дро40 жания (ФД) в канале связи. Алгоритм его функционирования (4) имеет вид:

1800634 где G(tk+1) — оценка квазигармонического дрожания фазы несущего колебания;

g(tk+1, ) — оценка дрожания фазы несущего колебания с частотой i-й гармоники квазига монического ФД; 5

— (P ;P> ) — вектор коэффициентов, определяющих динамику работы системы

ФАПЧ второго порядка (2,1) и ширину полоы пропускания фильтра в петле ФАПЧ; (tk+1,i) — оценка косинуса частоты i-й гармо- 10 ники квазигармонического ФД; ,и — коэффициент, определяющий скорость сходимости алгоритма (2.2); ц = 1.0з 10-4, Гo,i — начальные оценки частот гармо- 15 ник квазигармонического „ФД, Начальные оценки С поступают на третий вход блока 21 оценки фазового дрожания с первого блока 12 постоянной памяти через блок 13 коммутации только в 20 момент времени tk = kT(k=1). На четвертый и пятый входы соответственно с синусного и косинусного- выходов синусно-косинусного генератора 5 поступают сигналы sin y(tk) и

cos y(tk), а на шестой и седьмой входы под- 25 аются соответственно синфазный Xs(tk) и квадратурный Xc(tk) компоненты входного сигнала. На девятый вход блока 21 оценки фазового дрожания подаются с четвертого выхода первого блока 12 постоянной памя- 30 ти константы; A 5 -2,и, -ф,, с4, — (1 — ф1 о3), д= 2.

Блок 21 оценки фазового дрожания мо et содержать ot opHoro (a cny ae rapMoH - 35 ческого фазового дрожания) до шести параллельно функционирующих субблоков, реализующих алгоритмы (2.1), (2.2) и (2.3).

При этом каждая дискретная система ФАПЧ второго порядка (2.1) вырабатывает сигнал 40 оценки величины дрожания фазы несущего, колебания с частотой одной из шести учитываемых гармонических составляющих квазигармонического ФД, в предложении того, что причиной фазового дрожания является 45 паразитная фазовая модуляция сигналов, передаваемых по каналу связи, гармониками переменного тока устройства питания каналообразующей аппаратуры и основная энергия ФД со спектром в пределах

2 — 300 Гц сосредоточена около гармоник кратных частота питающего напряжения.

Очевидно, что оценка квазигармонического

ФД при заданном его энергетическом спектре может быть произведена с учетом распределения энергии фазового дрожания не только по питающим гармоническим составляющим, но и по всем остальным представляющим интерес гармоникам. Для компенсации фазового дрожания в (2,1) должна быть априорно известна его частота, B случае априорной неточности задания частоты ФД, когда эффективность устройства резко снижается, Так, при Д = 0,033125 и j31 = 0,0273438 и неточности задания частоты ФД в 3 — 5 Гц, дисперсия среднеквадратической ошибки о увеличивается более, чем на порядок.

Увеличение)7 до 0,1 — 0,3 практически снимает чувствительность системы ФАПЧ -2(2. I) к неточности задания частоты ФД в 5 — 10 Гц.

Однако реализация больших коэффициентово иР1 наряду с увеличением ог и снижением точности синхронизации за счет роста шумовой составляющей дисперсии фазовой ошибки снижает устойчивость системы

ФАПЧ (2,1) и устройства в целом при работе в режиме передачи по каналу связи информационных сигналов, Априорная неточность задания частоты фазового дрожания устраняется алгоритмом (2.2). Коэффициенты (j3<>, P>) целесообразно фиксировать на уровне (0,03125; 0,0273438), что обеспечивает требуемую динамику работы системы

ФАПЧ (2.1).

Блок 23 оценки линейного изменения фазы представляет собой систему фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) второго порядка, которая обеспечивает только компенсацию частотного сдвига в канале связи, и реализует алгоритм (4) преобразования сигнала ошибки 0 (Ь);

P (tk+1) = 2P (tk) - P (tk-1) + Ck +(tk) - а 0(tk- ) (3)

Вектор параметров а= (a, а1 } =

= (0,03125,0,0273438) определяет динамику работы системы ФАПЧ и ширину полосы пропускания фильтра в петле ФАПЧ. Значение параметров а и Q>, поступающих на второй вход блока 23 оценки линейного изменения фазы из первого блока 12 постоянной памяти, выбраны из условия гарантированной компенсации сдвига частот (Л fl = 7 Гц в канале связи в течение

t <384 T.

С выходов блока 21 оценки фазового дрожания и блока 23 оценки линейного изменения фазы сигналы G(tk+1) и p(tk+1) поступают на шестой сумматор 22, с выхода которого результирующий сигнал поступает на управляющий вход синусно-косинусного генератора для подстройки фазы опорного колебания.

Блок 13 коммутации, блок 14 оценивания статистических характеристик аддитив1800634

55 ных помех, блок 15 синхронизации и управления, блок 17 аппроксимации невязок могут быть выполнены, например, как это показано на фиг.2. Примеры реализации блока 21 оценки фазового дрожания и блока

23 оценки линейного изменения фазы приведены на фиг,3, Блок 13 коммутации содержит счетчик

24, дешифратор 25 и коммутатор 26. В момент времени tk= KT(k=1) поуправляющему сигналу дешифратора 25 коммутатор 26 соединяет третий вход и четвертый вход блока

13 коммутации соответственно с первым и вторым выходами блока 13 коммутации, чем обеспечивается поступление сигналов аз(tk) и ac(tk), идентичных передаваемым настроечным сигналам, с первого блока 12 постоянной памяти на второй сумматор 10 и четвертый сумматор 11 соответственно в течение времени t = (1-384) Т, а также подключает на время, равное одному тактовому интервалу, вход 5 блока 12 коммутации на выход 3 блока 13 коммутации, тем самым обеспечивает поступление на третий вход блока 21 оценки фазового дрожания с третьего выхода первого блока 12 постоянной памяти начальных оценок косинуса частоты гармонических составляющих квазигармонического фазового дрожания, В момент времени tk = kT (k=384) по управляющему сигналу дешифратора 25 коммутатор 26 разрывает цепь вход 3 — выход 1 и цепь вход 4 — выход 2 и подключает первый вход и второй вход блока 13 коммутации соответственно на первый и второй выходы блока

13 коммутации, чем обеспечивается поступление сигналов оценки а (tk) и ac(tk) с выходов первого детектора 8 и второго детектора

9, соответствующих возможным эталонным информационным сигналам, соответственно на второй сумматор 10 и четвертый сумматор 11.

Блок 14 оценивания статистических характеристик аддитивных помех содержит определитель 27 модуля невязки, определитель 28 неоднородных реализаций невязки, счетчик 29 объема анализируемой выборки и счетчик 30 количества V неоднородных значений невязки, делитель 31, усреднитель

32, элемент задержки 33 и схему 34 сравнения и дешифрации. В определителе 27 модуляции невязки вычисляется величина

le(tk) I = (Р.(Ь)+ Р(Ъ))"".

Определитель 28 осуществляет сравнение результата деления Iv (tk) I /ag с доверительной вероятностью Ср и состоит из

50 последовательно соединенных делителя и схемы сравнения. Схемы 34 сравнения и дешифрации путем вычисления разности а; — аьi, i = k+ j!, j = 1,2„.К формирует сигнал номера градации вероятности во второй блок 16 постоянной памяти.

Блок 15 синхронизации и управления содержит последовательно включенные счетчик 35 и дешифратор 36 и вырабатывает в соответствии с сигналом, поступающим из блока 14 оценивания статистических характеристик аддитивных помех, номер тактового интервала.

Блок 17 аппроксимации невязок состоит из двух идентичных субблоков 17i (i = 1,2), каждый из которых выполнен на схеме сравнения 37, ключевых элементах 38 и 39, определителе 40 знака невязки, умножителе

41 и элементе ИЛИ 42. Алгоритмы функционирования субблоков 17i (i = 1,2) одинаковы.

Если I Ej (tk) I Л, j = {s,с), то схема 37 открывает ключ 38, выходной сигнал я (т ) которого через элемент ИЛИ 42 поступает на выход блока 17 аппроксимации невязок.

При I Fj(tk) I > hË),j = {S,C) Сигналсм СО схемы 37 открывается ключ 39 и невязка

ej(tk), последовательно проходя определитель 40 знака невязки и умножитель 41, аппроксимирует величиной Л .

Блок 21 оценки фазового дрожания содержит умножители 43 — 48 сумматоры 49, 50 и 52, а также от одного (при гармоническом фазовом дрожании в канале связи) до шести (по числу учитываемых гармоник квазигармонического фазового дрожания) идентичных субблоков 53i, i Е {1,2...6}, каждый из которых содержит систему 54 ФАПЧ второго порядка, выполненную на умножителях

55 — 57, сумматорах 58,59, элементах задержки 60, 61 и реализующей алгоритм (2.1), вычислитель 62 частотной производной до tk,;) выполненный на умножителях дс (tk; ) 63 — 65, сумматорах 66, 67. элементах задержки 68, 69 и реализующей алгоритм (2,3), определитель 70 частоты гармонической составляющей фазового дрожания, выполненный на умножителях 71 — 73, сумматоре 74, элементе задержки 75 и реализующей алгоритм (2.2).

Блок 23 оценки линейного изменения фазы выполнен на умножителя 76 — 78, сумматорах 79, 80, элементах задержки 81, 82 и реализует алгоритм (3).

По сравнению с прототипом в каналах с негауссовыми помехами устройство обеспечивает значительное повышение точности

1800634

45

55 синхронизации путем реализации алгоритма оценивания нестационарной текущей фазы несущего колебания с нулевой остаточной ошибкой, Формула изобретения 5

Устройство синхронизации опорного колебания высокоскоростного модема, содержащее последовательно соединенные первый умножитель, первый сумматор и второй сумматор, последовательно соеди- 10 ненные второй умножитель, третий сумматор и четвертый сумматор, а также третий умножитель, выход которого соединен с вторым входом третьего сумматора, четвертый умножитель, выход которого соединен 15 с вторым входом первого сумматора, выход которого соединен с входом первого детектора, пятый умножитель, выход которого соединен с первым входом пятого сумматора, второй вход которого соединен с выходом 20 шестого умножителя, выход третьего сумматора соединен с входом второго детектора, шестой сумматор и синусно-косинусный генератор, синусный выход которого соединенн с первыми входами третьего и четвер- 25 того умножителей, а косинусный выход — с первыми входами первого и второго умножителей, причем вторые входы первого и третьего умножителей соединены между собой и являются синфазным информацион- 30 ным входом устройства, квадратурным информационным входом которого является соединенные между собой вторые входы второго и четвертого умножителей, о тл ичающееся тем,что,сцелью 35 повышения точности синхронизации опорного колебания s условиях фазового дрожания и негауссовых аддитивных помех, в него введены первый блок постоянной памяти, 40 блок коммутации, блок оценки линейного изменения фазы, последовательно соединенные блок оценки помех, блок синхронизации, второй блок постоянной памяти, блок аппроксимации невязок блок оценки фазового дрожания, при этом выходы первого и второго детекторов и первого блока постоянной памяти через блок коммутации соединены соответственно с другими входами второго и четвертого сумматоров, выходы которых соединены с соответствующими входами блока оценки помех и блока аппроксимации невязок, первый выход блока оценки помех соединен с соответствующим входом блока коммутации, а второй выход — c вторым входом второго блока постоянной памяти, второй выход которого соединен с соответствующим входом блока оценки помех, первый и второй выходы блока аппроксимации невязок соединен соответственно с первыми входами пятого и шестого умножителей, вторые входы которых соединены соответственно с выходами первого и третьего сумматоров, второй выход блока аппроксимации невяэок, третий выход блока коммутации, синусный и косинусный выходы синусно-косинусного генератора, вторые входы первого и второго умножителей, выход пятого сумматора и четвертый выход первого блока постоянной памяти соединены с соответствующими входами блока оценки фазового дрожания, выход которого соединен с управляющим входом синусно-косинусного генератора через шестой сумматор, другой вход которого соединен с выходом блока оценки линейного изменения фазы, входы которого соединены соответственно с выходом пятого сумматора и с четвертым выходом блока коммутации.

1800634

1800634

Составитель В. Евдокимова

Техред М.Моргентал Корректор Н, Кешеля

Редактор Т, Федотов

Производственно-издательский комбинат "Патент", r. Ужгород, ул,Гагарина, 101

Заказ 1174 Тираж .Подписное

ВНИИПИ Государственного комитета по изобретениям и открытиям при ГКНТ СССР

113035, Москва, Ж-35, Раушская наб„4/5