Способ формирования диаграммы направленности

Способ формирования диаграммы направленности

Реферат

 

Изобретение относится к способам формирования многолучевой диаграммы направленности приемных радиолокационных и гидролокационных антенн и, в частности, предназначено для использования в океанографических исследованиях методом многолучевого эхолотирования. Цель изобретения - повышение точности диаграммоформирования при одновременном снижении вычислительных затрат. Для достижения поставленной цели в способе формирования диаграммы направленности, заключающемся в приеме сигнала посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки и двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, задают углы и q соответственно в азимутальной и угломестной плоскостях, одновременно с дискретизацией осуществляют формирование луча диаграммы направленности по углу J и компенсацию антенной решетки по углу q, затем производят формирование набора лучей в угломестной плоскости, после чего осуществляют выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей. 1 з.п. ф-лы, 11 ил., 1 табл.

Изобретение относится к способам формирования многолучевой диаграммы направленности приемных радиолокационных и гидролокационных антенн и, в частности, предназначено для использования в океанографических исследованиях методом многолучевого эхолотирования.

При многолучевом эхолотировании необходимо обеспечить возможность приема сигналов, отраженных от дна и гидрофизических неоднородностей, с набора направлений в пространстве в пределах некоторого сектора [1] для чего диаграмма направленности при приеме должна иметь вид веера узких лучей.

Известен способ формирования диаграммы направленности подобного вида [2, c. 295 296] который заключается в приеме отраженного сигнала посредством антенной решетки, временной задержке выходных сигналов элементов решетки и последующем их суммировании. Недостатком этого способа является сложность его практического воплощения, обусловленная наличием проблем технического характера, которые в основном связаны с необходимостью реализации большого числа стабильных, идентичных и перестраиваемых аналоговых линий задержки.

Также известен способ формирования диаграммы направленности [3, c. 110] принятый в качестве прототипа, который заключается в приеме сигнала S(t) (переносчиком которого является акустическая либо электромагнитная волна) посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки, двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях. Согласно данному способу, выходной сигнал x_mn(t) произвольного элемента с номером (m, n) антенной решетки размером M * N элементов (см. фиг. 1) посредством дискретизации с частотой F_д преобразуется во временной ряд x_mn(l) отсчетов (где l номер отсчета), т. е. выборок x_mn(t), взятых с шагом дискретизации = (F_д)^-1. Формирование лучей диаграммы направленности в известном способе основано на компенсации временных задержек между моментами поступления фронта принимаемой волны на элементы решетки раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, путем задержки выборок x_mn(l) на время, кратное .. При этом выходной сигнал b(l) любого луча из формируемого набора лучей диаграммы направленности также представляет собой временной ряд, для произвольного l-го отсчета которого имеет место соотношение где Y_m результат формирования луча в азимутальной плоскости; _mn= _mn весовая функция антенной решетки (амплитудное распределение); ₁= d_x(C)^-1sin;, ₂= d_y(C)^-1sin пространственные задержки фронта волны между элементами соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях; d_x расстояние между элементами антенной решетки в угломестной плоскости (ZOX на фиг. 1), d_y расстояние между элементами антенной решетки в азимутальной плоскости (ZOY на фиг. 1), С скорость распространения волны-переносчика сигнала S(t); ,- соответственно угол места и азимут для выбранного луча, т. е. углы между вертикальной осью (Z на фиг. 1) и проекциями вектора , в направлении которого формируется луч, на угломестную и азимутальную плоскости.

Недостатком рассматриваемого способа является ограниченная точность формирования диаграммы направленности. Ограничение точности связано с тем, что данный способ допускает формирование только "синхронных" лучей диаграммы направленности, т.е. таких, для которых значения ₁ и ₂ кратны шагу дискретизации .. Снижение точности диаграммоформирования особенно заметно тогда, когда дискретизация производится с частотой, существенно меньшей центральной частоты S(t) (случай дискретизации комплексной огибающей или субдискретизации, [3, 4]). Однако, даже если частота дискретизации и превышает центральную частоту принимаемого сигнала (что требует неоправданных вычислительных затрат при реализации способа), снижением точности невозможно пренебречь. В частности, если частота дискретизации вчетверо больше центральной частоты, а расстояние между элементами антенной решетки равно половине длины волны, то дискретность установки лучей составляет примерно 30 град.

Таким образом, то обстоятельство, что известный способ не позволяет сформировать лучи диаграммы направленности в наперед заданных направлениях (если эти лучи не являются "синхронными"), делает его практически неприменимым в тех ситуациях, когда необходимо осуществлять плавное сканирование диаграммы направленности или компенсировать изменения пространственной ориентации приемной антенны.

Задача изобретения состоит в разработке способа формирования диаграммы направленности, позволяющего формировать диаграмму направленности в виде веера узких лучей.

Технический результат от использования изобретения заключается в повышении точности диаграммоформирования при одновременном снижении вычислительных затрат.

Указанный результат достигается тем, что в способе формирования диаграммы направленности, заключающемся в приеме сигнала посредством плоской антенной решетки, дискретизации выходных сигналов элементов антенной решетки и двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности раздельно в азимутальной и угломестной плоскостях, задают некоторые углы и , соответственно в азимутальной и угломестной плоскостях, одновременно с дискретизацией осуществляют формирование луча диаграммы направленности по углу и компенсацию антенной решетки по углу q, для чего при дискретизации выборки выходных сигналов соседних элементов антенной решетки получают со сдвигом во времени, величину которого выбирают исходя из значения угла для элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, и исходя из значения угла q для элементов, имеющих одинаковые координаты в азимутальной плоскости, и формируют вектор Y действительных дискретных сигналов, каждую компоненту которого получают посредством весового суммирования выборок, полученных из выходных сигналов тех элементов антенной решетки, которые имеют одинаковые координаты в угломестной плоскости, затем производят формирование набора лучей в угломестной плоскости, после чего осуществляют выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей.

Указанный технический результат достигается кроме того тем, что формирование каждого из набора лучей в угломестной плоскости осуществляют посредством суммирования компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами.

Сущность изобретения заключается, во-первых, в исключении влияния частоты дискретизации на диаграммоформирование в азимутальной плоскости и точность компенсации антенной решетки в угломестной плоскости, а во-вторых, в использовании действительных отсчетов для формирования набора лучей в угломестной плоскости.

При этом задание углов J в азимутальной плоскости и q в угломестной плоскости необходимо для обеспечения правильной пространственной ориентации формируемой диаграммы направленности. В частности, при использовании предлагаемого способа для формирования диаграммы направленности океанографического комплекса в качестве углов J и могут выступать соответственно углы килевой и бортовой качки судна-носителя.

Осуществление одновременно с дискретизацией формирования луча диаграммы направленности по углу J и компенсации антенной решетки по углу q необходимо для исключения влияния частоты дискретизации на точность диаграммоформирования в азимутальной плоскости и точность компенсации антенной решетки в угломестной плоскости (что, в частности, позволяет без потерь точности производить дискретизацию с низкой частотой).

Выполнение указанной операции может быть основано на получении выборок из выходных сигналов соседних элементов антенной решетки со сдвигом во времени, определяемым углами J и для элементов, которые имеют одинаковые координаты, соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях, и последующем формировании вектора Y действительных дискретных сигналов, каждая компонента которого есть результат весового суммирования выборок, полученных из выходных сигналов тех элементов антенной решетки, координаты которых в угломестной плоскости одинаковы.

Пусть посредством плоской антенной решетки размером М*N элементов (см. фиг. 1) принимается плоская волна, приходящая с направления , которому соответствуют углы в азимутальной плоскости ZOY и q в угломестной плоскости ZOX. Если в некоторый момент времени t₀ 0 фронт волны достигает "углового" элемента решетки, имеющего номер (m_c, n_c), тогда при любых элемента с произвольным номером (m, n) указанный фронт достигнет в момент времени где ₁= d_x(C)^-1sin;₂= d_y(C)^-1sin подлежащие компенсации задержки распространения фронта волны соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях; d_x, d_y расстояние между элементами решетки соответственно в угломестной и азимутальной плоскостях; С скорость распространения волны; При этом задержка распространения фронта волны равна ₂ для любых соседних элементов с номерами (m, n) и (m, n + 1) и ₁ для любых соседних элементов с номерами (m, n) и (m + 1, n). Другими словами, указанная задержка определяется значением угла для любых соседних элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, и значением угла q для любых соседних элементов с одинаковыми координатами в азимутальной плоскости.

Согласно (1. а) при двухступенчатом формировании лучей диаграммы направленности результат формирования луча в азимутальной плоскости Y_m представляет собой выходной сигнал m-й линейной подрешетки, состоящей из элементов с номерами от (m, 0) до (m, N-1), т.е. имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости. При этом для произвольного l-го отсчета указанного сигнала (с учетом компенсации антенной решетки в угломестной плоскости на угол q) справедливо Представим последнее выражение в эквивалентном виде где x_mn(t) выходной сигнал элемента антенной решетки, имеющего номер _n коэффициент амплитудного распределения в азимутальной плоскости, т.е. весовой коэффициент для х_mn(t); Y_m выходной сигнал m-й (при >0) или (М-1-m)-й (при <0) линейной подрешетки; (t) дельта-функция (функция Дирака).

Как следует из (2), если просуммировать взвешенные выборки, которые получены из выходных сигналов произвольной линейной подрешетки со сдвигом во времени (так, что момент выборки сигнала произвольного элемента совпадает с моментом достижения его фронтом принимаемой волны), то результат суммирования в момент t_m, отстоящий от момента t₀ взятия выборки из сигнала "углового" элемента на интервал времени m₁+(N-1)₂, представляет собой отсчет выходного сигнала Y_m данной подрешетки, который принят по лучу, сформированному в азимутальной плоскости, с направления, заданного углом в угломестной плоскости. При этом величина сдвига между моментами выборки для соседних элементов любой подрешетки равна t₂ (выбирается исходя из значения угла ). Для элементов, у которых азимутальные координаты одинаковы, а угломестные различаются на d_x, т.е. расположенных в соседних подрешетках, составляет t₁ (т.е. выбирается исходя из значения угла ).

Таким образом, каждый отсчет выходного сигнала Y_m соответствующей (m-й или (М-1-m)-й) линейной подрешетки, расположенной в азимутальной плоскости, есть сумма взвешенных выборок из волнового фронта сигнала, принимаемого ею с направления в момент времени t_m. Поэтому и сам отсчет Y_m, как сумма выборок из синфазных сигналов, также представляет собой выборку из волнового фронта.

Следовательно, совокупность отсчетов Y_m(l),m=0,,,M-1 в момент времени t_v= t₀+(M-1)₁+(N-1)₂ можно рассматривать как вектор Y(l) l-х отсчетов выходных сигналов элементов эквивалентной линейной подрешетки, которая расположена в угломестной плоскости и компенсирована по углу .. Такая подрешетка состоит из элементов, которые обладают направленностью в азимутальной плоскости и ненаправлены в угломестной, при этом формирование вектора Y сводится к запоминанию (задержке) отсчетов каждого из дискретных сигналов Y_m на интервал времени (M-1-m)₁..

Как следует из изложенного, при описанном совмещении дискретизации с формированием луча диаграммы направленности антенной решетки по углу и ее компенсацией по углу q, как точность формирования луча в азимутальной плоскости, так и точность компенсации решетки в угломестной плоскости не зависят от величины шага дискретизации, но определяются только точностью задания сдвигов ₁,₂ между моментами взятия выборок из выходных сигналов элементов антенной решетки.

Единственное требование, которое должно при этом выполняться, состоит в сохранении естественного порядка следования отсчетов вектора Y с шагом дискретизации . Наиболее простой из возможных путей удовлетворения этого требования состоит в наложении следующего ограничения на максимальные значения J_max,_max углов и : которое означает, что время распространения фронта волны, приходящей с направления, соответствующего этим углам, вдоль антенной решетки, не должно превышать шага дискретизации. Однако наличие данного ограничения в случае дискретизации принимаемого сигнала с низкой частотой (т.е. дискретизации комплексной огибающей) не приводит к существенному ограничению диапазона углов, в пределах которого возможно формирование диаграммы направленности. Например для квадратной периодической решетки, у которой N M, d_x d_y d и d равно половине длины волны , из (3) следует где F_O, F_д соответственно центральная частота принимаемого сигнала S(t) и частота дискретизации; ширина луча диаграммы направленности, расположенного по нормали к раскрыву антенны, определенная в радианах, в соответствии с [5] как отношение l к апертуре антенны (М-1)d.

В частности, если = 0,1 рад.(5), а центральная частота превышает частоту дискретизации в 10 раз, то формирование диаграммы направленности возможно в диапазоне углов .

Осуществление операции формирования набора лучей в угломестной плоскости необходимо для окончательного формирования диаграммы направленности приемной антенной решетки в виде веера узких лучей.

Осуществление указанной операции непосредственно за операцией дискретизации необходимо, чтобы независимо от того, производится ли дискретизация выходных сигналов элементов антенной решетки с высокой частотой или производится дискретизация их комплексных огибающих (субдискретизация), использовать для формирования набора лучей отсчеты действительных дискретных сигналов.

Выполнение данной операции может быть основано на формировании каждого из набора лучей в угломестной плоскости посредством суммирования компонент вектора действительных отсчетов Y, полученного в результате дискретизации, с комплексными весовыми коэффициентами. Указанный вектор, как уже отмечалось, по существу является вектором отсчетов выходных сигналов эквивалентной линейной подрешетки, расположенной в угломестной плоскости. Поэтому операция формирования набора лучей плоской антенной решетки в угломестной плоскости полностью эквивалентна формированию набора лучей посредством эквивалентной линейной подрешетки.

Распространенным способом формирования луча диаграммы направленности линейной решетки при приеме узкополосных сигналов является фазовый [6] Он заключается в компенсации разностей фаз выходных сигналов ее элементов, возникающих из-за задержки моментов поступления фронта принимаемой волны на эти элементы (предполагается, что в силу узкополосности сигналов указанная задержка пренебрежимо мало сказывается на изменении их комплексных огибающих). При этом формирование каждого из лучей сводится к суммированию отсчетов комплексной огибающей выходных сигналов всех элементов с комплексными весовыми коэффициентами и результатом диаграммоформирования (выходным сигналом луча) является дискретный сигнал в виде последовательности комплексных отсчетов где _m амплитудный весовой коэффициент (амплитудное распределение в угломестной плоскости); _k= 2d()^-1sin_k фазовый множитель для k-го луча диаграммы направленности, d расстояние между элементами, длина волны, q_k- угол, соответствующий направлению, в котором формируется k-й луч диаграммы направленности, М число элементов; l-й отсчет комплексной огибающей выходного сигнала m-го элемента (l любое целое в пределах от - до +).

Пусть на плоскую антенную решетку (см. фиг. 1) с произвольного направления , которому соответствуют углы _k и _k в азимутальной и угломестной плоскостях, поступает плоская волна -переносчик узкополосного сигнала или где комплексная огибающая S(t), * знак комплексного сопряжения, _o круговая частота, соответствующая центральной частоте F_oS(t).

Тогда в силу (2) произвольная компонента Y_m вектора Y представляет собой последовательность выборок из узкополосного сигнала Y_m(t). Этот сигнал с учетом проводимых при дискретизации формирования луча в азимутальной плоскости в направлении угла и компенсации антенной решетки в угломестной плоскости в направлении угла q, согласно (2) может быть представлен следующим образом: где .

Вследствие узкополосности S(t) (когда функции (t) и (t) являются медленно изменяющимися и согласно фазовому способу диаграммоформирования для любых m, n из интервалов 0mM-1, 0nN-1 можно принять: (t+n_k+m_k) (t); (t+n_k+m_k) (t) для y_m(t) справедливо: где комплексная огибающая рассматриваемого сигнала; _k= _ok пространственный сдвиг фаз в угломестной плоскости; комплексная константа (для фиксированного _k), модуль которой , согласно [3] есть диаграмма направленности линейной подрешетки, расположенной в азимутальной плоскости, луч которой сформирован в направлении угла ..

Следовательно, дискретный сигнал Y_m(l) имеет вид: где l произвольное целое, ₀= ₀ дискретная угловая частота, а является выборкой из комплексной огибающей и, в случае _k= (_k= 0); _k= , с точностью до амплитуды совпадает с выборкой из комплексной огибающей S(t).

При этом результат суммирования всех М компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами _m,k= _mexp(-jm_k) выражается следующим образом: где и представляет собой сумму двух дискретных аналитических сигналов. Огибающая первого из них (дискретный спектр которого сосредоточен в окрестности "поднесущей" ₀), согласно (4), есть выходной сигнал k-го луча, формируемого в угломестной плоскости фазовым способом. При этом представляет собой последовательность отсчетов комплексной огибающей сигнала, принимаемого по этому лучу.

Следовательно, суммирование компонент вектора Y с комплексными весовыми коэффициентами действительно обеспечивает формирование набора лучей в угломестной плоскости. Заметим, что при этом производится умножение действительных, а не комплексных, как это требуется согласно (4), отсчетов на комплексные весовые коэффициенты, т. е. для формирования лучей необходимо вдвое меньшее число операций умножения. Следует также отметить, что поскольку при дискретизации осуществляется компенсация антенной решетки в угломестной плоскости, для формирования луча в направлении заданного угла не требуются другие вычислительные операции кроме весового суммирования действительных отсчетов (при этом веса действительны и постоянны). Это также способствует некоторому снижению объема вычислений при диаграммоформировании и, в частности, позволяет организовать режим быстрого сканирования "центральным" из набора (веера) лучей, положение которого определяется заданными углами J и .. Кроме того, в режиме сканирования всем веером в угломестной плоскости предварительная (выполняемая при дискретизации) полная компенсация антенной решетки по "центральному" лучу приводит к ее частичной компенсации и по другим лучам. При фазовом диаграммоформировании в угломестной плоскости это позволяет уменьшить искажения принимаемых сигналов, обусловленные свойственным этому способу [6] эффекту фильтрации комплексной огибающей, так как величина задержки между моментами поступления фронта волны на различные элементы антенной решетки, влиянием которой на комплексные огибающие при данном способе пренебрегают, частично компенсируется при дискретизации.

Выделение отсчетов комплексной огибающей сигналов, принятых по каждому из набора лучей, необходимо, во-первых, для извлечения из этих сигналов только полезной (необходимой и достаточной для восстановления) информации, которая заключена в их амплитудной и фазовой модуляции; а во-вторых, для подавления мешающих составляющих, которые могут появиться в результате диаграммоформирования (например, компонента ).

Данная операция может быть, в частности, выполнена посредством синхронного детектирования. Так, если полученный в результате диаграммоформирования сигнал описывается выражением (6), детектирование сводится [4] к его умножению на комплексную опорную последовательность , в результате чего формируется сигнал и последующей низкочастотной фильтрации в двух квадратурах, при которой подавляется высокочастотная компонента . Заметим, что когда выполняется условие q- любое положительное целое, каждая квадратурная компонента представляет собой последовательность единичных и нулевых отсчетов, поэтому умножение на практически не требует вычислительных затрат [4] Следует также подчеркнуть, что по предлагаемому способу необходимо выделять отсчеты комплексной огибающей К сигналов (где К число лучей в наборе). В секторе -9090 можно сформировать (см. [3]), максимум M + 1 луч (при этом лучи пересекаются на уровне -3дБ). Однако на практике, как правило, сектор обзора в угломестной плоскости меньше 180^o, уровень перекрытия лучей меньше -3дБ и К < M. При этом предлагаемый способ требует меньших вычислительных затрат на выделение отсчетов комплексной огибающей, чем те (например [6]), в которых эти отсчеты используются при диаграммоформировании и, следовательно, выделяются по крайней мере из М (или даже MN) сигналов.

Необходимо также отметить, что в любом локаторе в каждом канале приема (луче), как правило, осуществляется согласованная фильтрация комплексной огибающей [3] т. е. низкочастотная фильтрация. При этом равенство числа выделителей отсчетов комплексной огибающей и числа лучей позволяет совместить фильтрацию при выделении указанных отсчетов с согласованной, что также снижает общие вычислительные затраты при реализации предлагаемого способа.

Совокупность вышеперечисленных отличий достаточна для достижения поставленной цели изобретения.

Заявителю неизвестны описанные ранее способы формирования диаграммы направленности с вышеперечисленной совокупностью признаков.

На фиг. 2 представлена общая структурная схема устройства, осуществляющего способ формирования диаграммы направленности, вариант выполнения; на фиг. 3 6 структурные схемы отдельных блоков, входящих в общую структурную схему фиг. 2 (при этом шины передачи аналоговых сигналов показаны тонкими линиями, цифровых утолщенными, комплексных двойными); на фиг. 7 9 временные диаграммы; на фиг. 10 спектральные характеристики сигналов в некоторых точках устройства, реализующего предложенный способ.

Устройство по фиг. 2 содержит плоскую эквидистантную антенную решетку 1, состоящую из MN элементов 2 (на раскрыве решетки в азимутальной плоскости располагаются N элементов, в угломестной М), М блоков дискретизации (БД) 3, распределитель импульсов 4, К (по числу К одновременно формируемых лучей) блоков формирования луча (БФЛ) 5, К блоков выделения отсчетов комплексной огибающей (БВКО) 6 и блок управления (БУ) 7.

При этом выходы любых m-х (m 1.M) N элементов, имеющих одинаковые координаты в угломестной плоскости, подключены к информационным входам соответственно с первого по N-й m-го БД 3, так что выход произвольного элемента решетки, имеющего номер (m, n), подключен к (n n + 1)-му информационному входу (m m + 1)-го БД (на фиг. 2 показано подключение первых и М-х N элементов, причем нумерация элементов соответствует фиг. 1 и выражениям (1) (6)). Первые входы управления всех БД 3 совмещены и подключены к первому выходу блока управления 7, вторые входы управления всех БД 3 совмещены и подключены к второму выходу БУ 7, третьи входы управления всех БД 3 совмещены и подключены к третьему выходу БУ 7, четвертые входы управления всех БД 3 также смещены и подключены к шестому выходу БУ 7, который, кроме того, соединен с входом запуска распределителя импульсов 4 и совмещенными входами управления всех БВКО 6. Блоки дискретизации 3 своими пятыми входами управления подключены к выходам распределителя импульсов 4, соответственно первый к М-му, второй к (М 1)-му. m-й к (M + 1 - m)-му. М-й к первому. (M + 1)-й выход распределителя импульсов 4 соединен с его входом сброса, а его тактовый вход и вход режима подключен соответственно к четвертому и пятому выходам БУ 7. Выход произвольного m-го БД 3 соединен с совмещенными m-ми информационными входами всех БФЛ 5, входы управления которых совмещены с вторым входом БУ 7. Выход произвольного k-го (k 1.K) БФЛ 5 подключен к информационному входу соответствующего k-го БВКО 6, выход которого является k-м выходом устройства. При этом входами устройства по фиг. 2 являются первый и второй входы блока управления 7 соответственно входы задания углов в азимутальной и q в угломестной плоскостях.

На фиг. 3 представлена структурная схема БД (блока дискретизации) 3. Блок по фиг. 3 содержит N (по числу элементов 2, расположенных на раскрыве решетки 1 в азимутальной плоскости) устройств выборки-хранения (УВХ) 8, аналоговый N-входовый сумматор 9, аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 10, буферный регистр 11, делитель частоты с переменным коэффициентом деления (ДПКД) 12 и распределитель импульсов 13. При этом УВХ 8, с первого по N-е, подключены своими входами к информационным входам БД 3 соответственно с первого по N-й; своими выходами к входам сумматора 9 соответственно с первого по N-й. Своими входами управления УВХ 8 подключены к выходам распределителя импульсов 13 соответственно: первое к N-му, второе к (N 1)-му. n-е к (N + 1 n)-му. N-е к первому выходу. Выход сумматора 9 соединен с входом АЦП 10, вход запуска которого подключен к (N + 1)-му выходу распределителя импульсов 13. Выходы данных и готовности АЦП 10 соединены соответственно с входом данных буферного регистра 11 и входом сброса распределителя импульсов 13. Вход записи буферного регистра 11 совмещен с четвертым входом управления БД 3, а выход его является выходом БД 3. При этом первый и второй входы управления БД 3 совмещены соответственно с входом установки коэффициента и тактовым входом ДПКД 12, выход которого подключен к тактовому входу распределителя импульсов 13. Третий и пятый входы управления БД 3 совмещены соответственно с входом режима распределителя импульсов 13 и соединенными входом синхронизации ДПКД 12 и входом запуска распределителя импульсов 13.

В качестве устройств выборки-хранения 8 могут быть использованы серийные микросхемы КР1102СК2, описанные в [7, c.445 447] Аналоговый N-входовый сумматор 9 может быть реализован на основе операционного усилителя в соответствие с [8, c. 75 77] Аналого-цифровой преобразователь 10 известен по [9, c. 194 229] Буферный регистр 11 может быть выполнен на стандартных микросхемах, описанных в [10, c. 105 133] Принципы построения делителей частоты с произвольным коэффициентом деления описаны в [11, c. 576 577] кроме ДПКД 12 можно реализовать с использованием стандартных микросхем, известных по [12, c. 272 273] Распределитель импульсов 13 (как и распределитель импульсов 4, представленный на фиг. 2) известен по [13, c. 268] и может быть, в частности, реализован на основе реверсивных регистров сдвига, которые описаны в [10, c. 105 133] На фиг. 4 представлена структурная схема БФЛ (блока формирования луча) 5. Блок по фиг. 4 содержит М устройств комплексного взвешивания (УКВ) 14 (каждое из которых включает функциональный преобразователь 15, умножители 16 и 17) и М-входовые сумматоры 18 и 19. Причем первые входы УКВ 14 (с первого по М-е) являются информационными входами БФЛ 5 соответственно с первого по М-й. Вторые входы всех УКВ 14 совмещены с входом управления БФЛ. А первый и второй выходы произвольного m-го (m 1.M) УКВ 14 соединены с m-ми входами соответственно сумматоров 18 и 19, выходы которых образуют выход БФЛ 5 (т.е. выход для комплексного отсчета). При этом первый вход УКВ 14 подключен к совмещенным первым входам умножителей 16 и 17, второй вход УКВ 14 совмещен с входом функционального преобразователя 15, первый и второй выходы которого подключены к вторым входам умножителей 16, 17 соответственно,