Цифровой блок обработки радиолокационных сигналов

Цифровой блок обработки радиолокационных сигналов

Реферат

 

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в импульсно-доплеровских РЛС для обеспечения максимально возможной дальности обнаружения воздушной цели при различных условиях ее полета. Цифровой блок обработки радиолокационных сигналов содержит два фазовых детектора, объединенные первые входы которых являются входом цифрового блока обработки радиолокационных сигналов, два аналого-цифровых преобразователя, фазовращатель управляемый гетеродин, блок быстрого преобразования Фурье, выход которого является выходом цифрового блока обработки радиолокационных сигналов, измеритель радиальной скорости и радиального ускорения воздушной цели, квазиоптимальный фильтр, цифроаналоговый преобразователь и генератор частот дискретизации. Измеритель радиальный скорости и радиального ускорения воздушной цели содержит две линии задержки, два сумматора, перемножитель 16 комплексных сигналов, коррелятор, вычислитель фазы, масштабирующий усилитель и блок дифференцирования. Генератор частот дискретизации содержит дешифратор, первый, второй и третий генераторы импульсов, первый, второй и третий элементы И и элемент ИЛИ. 3 ил.

Изобретение относится к области радиолокации и может быть использовано в импульсно-доплеровских (ИД) РЛС для обеспечения максимально возможной дальности обнаружения воздушной цели (ВЦ) при различных условиях ее полета.

Известен цифровой блок обработки (ЦБО) радиолокационных сигналов (р/л-сигналов), состоящий из двух фазовых детекторов (ФД), двух аналого-цифровых преобразователей (АЦП), фазовращателя (ФВ), гетеродина, цифрового режекторного фильтра, запоминающего устройства и блока быстрого преобразования Фурье (БПФ), причем первые входы первого и второго ФД объединены и являются входом ЦБО, выход гетеродина соединен со вторым входом первого ФД непосредственно и со вторым входом второго ФД через ФВ, выход первого и второго ФД соединены соответственно через первый и второй АЦП с первым и вторым входами цифрового режекторного фильтра, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым и вторым входами запоминающего устройства, первый и второй выходы которого соединены соответственно с первым и вторым входами блока БПФ, N выходов которого (где N количество отсчетов алгоритма БПФ) являются выходами ЦБО [1] Недостатком данного ЦБО является отсутствие возможности достижения максимальной дальности обнаружения ВЦ при различных условиях ее полета. Это обусловлено наличием потерь отношения сигнал/шума из-за несогласованности фиксированной полосы пропускания блока БПФ с шириной спектра отраженного сигнала, изменяющейся в зависимости от характера движения ВЦ.

Наиболее близким к изобретению является ЦБО, состоящий из двух ФД, двух АЦП, ФВ, управляемого гетеродина и блока БПФ, причем первые входы первого и второго ФД объединены и являются входом ЦБО, а их выходы соединены соответственно через первый и второй АЦП с первым и вторым входами блока БПФ, выход которого является выходом ЦБО, выход УГ соединен со вторым входом первого ФД непосредственно и через ФВ со вторым входом второго ФД [2] Недостатком данного ЦБО является отсутствие возможности достижения максимальной дальности обнаружения ВЦ при различных условиях ее полета. Это обусловлено наличием потерь отношения сигнал/шум из-за несогласованности фиксированной полосы пропускания F_c блока БПФ с шириной спектра отраженного сигнала, изменяющейся в зависимости от характера движения ВЦ. Известно [2] что максимальная дальность обнаружения ВЦ прямо пропорциональна корню четвертой степени длительности ее облучения, которая при когерентном накоплении сигналов является временем когерентного накопления (T_кн. При этом, для достижения максимальной дальности обнаружения ВЦ необходимо обеспечить такое максимальное значение времени T_кн, при котором ширина спектрального отклика отраженного сигнала от ВЦ находится в пределах одного бина (отсчета) алгоритма БПФ (т.е. обеспечивается согласованная фильтрация). Величина F_c с одной стороны обратно пропорциональна времени T_кн, а с другой будет зависеть прямо пропорционально от скорости изменения доплеровской частоты (f_д) отраженного от ВЦ сигнала за то же время T_кн, т.е.

где длина волны ИД РЛС; a_р радиальная составляющая ускорения ВЦ, откуда следует, что оптимальное время когерентного накопления для обеспечения максимальной дальности обнаружения ВЦ будет определяться, как T_{кн опт}= (/2a_p)^1/2. (2) Из формулы (2) следует, что величина T_кн, а следовательно и полоса пропускания одного бина алгоритма БПФ (F_бпф), для достижения максимальной дальности обнаружения ВЦ должна изменяться в зависимости от величины радиального ускорения ВЦ относительно ИД РЛС.

В прототипе же величина T_кн (и соответственно (F_бпф) фиксирована и определяется фиксированными значениями частоты дискретизации в обоих АЦП и объема выборки блока БПФ. Это приводит к несогласованности ширины отраженного сигнала с полосой пропускания F_бпф а следовательно к потерям в отношении сигнал/шум, что не позволяет обеспечить максимальную дальность обнаружения ВЦ.

Цель изобретения достижение максимальной дальности обнаружения воздушной цели при различных условиях ее полета.

Указанная цель достигается тем, что в ЦБО, состоящий из первого и второго ФД, первого и второго АЦП, ФВ, УГ и блока БПФ, причем первые входы первого и второго ФД объединены и являются входом ЦБО, а их выходы соединены соответственно через первый и второй АЦП с первым и вторым входами блока БПФ, выход которого является выходом ЦБО, выход УГ соединен со вторым входом первого ФД непосредственно и через ФВ со вторым входом второго ФД, дополнительно введены измеритель радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ, квазиоптимальный фильтр (КОФ), цифроаналоговый преобразователь (ЦАП) и генератор частот дискретизации (ГЧД), причем первый и второй входы измерителя радиальной скорости радиального ускорения ВЦ подключены соответственно к выходам первого и второго АЦП, а его первый и второй выходы соединены соответственно с первым и вторым входами КОФ, первый выход которого через ЦАП соединен со входом УГ, а второй выход через ГЧД с объединенными входами дискретизации первого и второго АЦП.

Новым признаком, обладающим существенным отличием являются новые связи между известными и новыми блоками, т.е. схема цифрового блока обработки p/л-сигналов в целом. Использование нового признака позволяет обеспечить максимальную дальность обнаружения ВЦ за счет учета ее радиального ускорения относительно ИД РЛС при когерентном накоплении сигналов путем введения измерителя радиального ускорения ВЦ, КОФ, ЦАП и ГЧД.

На фиг. 1 приведена блок-схема цифрового блока обработки p/л-сигналов, фиг. 2 блок-схема измерителя радиальной скорости и радиального ускорения воздушной цели, фиг.3 блок-схем генератора частот дискретизации.

Цифровой блок обработки p/л-сигналов (фиг. 1) содержит первый 1 и второй 2 фазовые детекторы, первый 3 и второй 4 аналого-цифровые преобразователи, фазовращатель 5, управляемый гетеродин 6, блок 7 быстрого преобразования Фурье, измеритель 8 радиальной скорости и радиального ускорения воздушной цели, квазиоптимальный фильтр 9, цифроаналоговый преобразователь 10 и генератор частот дискретизации 11, причем первые входы первого 1 и второго 2 фазовых детекторов объединены и являются входом цифрового блока обработки p/л-сигналов, а их выходы соединены соответственно через первый 3 и второй 4 аналого-цифровые преобразователи с первым и вторым входами блока 7 быстрого преобразования Фурье, выход которого является выходом цифрового блока обработки p/л-сигналов, выход управляемого гетеродина 6 соединен со вторым входом первого фазового детектора 1 непосредственно и через фазовращатель 5 - со вторым входом второго фазового детектора 2, первый и второй входы измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения воздушной цели подключены соответственно к выходам первого 3 и второго 4 аналого-цифровых преобразователей, а его первый и второй выходы соединены соответственно с первым и вторым входами квазиоптимального фильтра 9, первый выход которого через цифроаналоговый преобразователь 10 соединен со входом управляемого гетеродина 6, а второй выход через генератор частот дискретизации 11 с объединенными входами дискретизации первого 3 и второго 4 аналого-цифровых преобразователей.

Измеритель 8 радиального ускорения воздушной цели известен [3, 4] и содержит первую 12 и вторую 13 линии задержки, первый 14 и второй 15 сумматоры, перемножитель 16 комплексных сигналов (ПКС), коррелятор 17, вычислитель 18 фазы, масштабирующий усилитель 19 и блок 20 дифференцирования.

Генератор 11 частот дискретизации (фиг. 3) содержит дешифратор 21, первый 22, второй 23 и третий 24 генераторы импульсов, первый 25, второй 26 и третий 27 элементы И и элемент ИЛИ 28.

Квазиоптимальный фильтр 9 представляет собой фильтр Калмана S - модификации, работающий по известному [5] алгоритму.

Все элементы блоков и устройств, входящих в ЦБО, синхронизируются соответствующими сигналами, вырабатываемыми синхронизатором (на схемах не показано).

Цифровой блок обработки p/л-сигналов работает следующим образом (фиг. 1).

На вход ЦБО (на первый 1 и второй 2 ФД) подается напряжение на промежуточной частоте, полученное в результате первичной обработки в ИД РЛС отраженного от ВЦ сигнала с учетом компенсации собственной скорости носителя РЛС. ФД 1 и ФД 2 необходимы для сохранения всех фазовых соотношений в принятом колебании. Для переноса сигнала на видеочастоту на второй вход первого ФД 1 поступает опорное напряжение с выхода УГ 6 непосредственно и со сдвигом фазы на 90^o в ФВ 5 на второй вход второго ФД 2. Полученный аналоговый сигнал с выходом ФД 1 и 2 поступает соответственно на первый 3 и второй 4 АЦП, где преобразуются в цифровой код. Эти цифровые выборки с выходов АЦП 3 и 4 подаются соответственно на первый и второй входы блока 7 БПФ, в котором по соответствующему алгоритму осуществляется спектральный анализ отраженного от ВЦ сигнала. Результаты этого анализа с выхода блока 7 БПФ поступают на выход ЦБО для последующей обработки в ИД РЛС.

Объем выборки блока 7 БПФ фиксирован. Поэтому для изменения величины T_кн в соответствии со значением радиального ускорения a_p (согласно формуле (2)) необходимо производить его измерение. Кроме того, для преобразования отраженного сигнала на видеочастоту в ФД 1 и 2 с учетом значения радиальной скорости цели V_p, последнюю также необходимо измерять в ЦБО. С этой целью квадратурные составляющие сигнала в цифровом виде с выходов АЦП 3 и 4 поступают соответственно на первый и второй входы измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ, где происходит измерение a_p и V_p следующим образом (фиг.2).

Как для ЦБО в целом, так и для измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВД входная цепь (ФД 1 и 2, ФВ 5, АЦП 3 и 4) является общей.

Квадратурные цифровые выборки напряжений с выходов АЦП 3 и 4 подаются соответственно через первый и второй входы измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ на первый и второй входы ПКС 16, третий и четвертый входы коррелятора 17 и входы линий задержки 12 и 13, период задержки (T_з) которых должен быть выбран из следующего условия _ш<T_{ц, (3) где ш и к соответственно время корреляции шумов и радиальной доплеровской фазы, обусловленной движением ВЦ относительно ИД РЛС.}

Задержанные цифровые выборки напряжений с выходов линий задержки 12 и 13 поступают соответственно на первые входы сумматоров 14 и 15. Одновременно на первый и второй входы ПКС 16 с первого и второго выходов коррелятора 17 подаются значения квадратурных составляющих (A_k и B_k) межпериодного коэффициента корреляции радиальной доплеровской фазы, обусловленной движением ВЦ. Результаты комплексного перемножения сигналов в ПКС 16 с его первого и второго выходов поступают на вторые входы соответственно первого 14 и второго 15 сумматоров, где суммируются с задержанными цифровыми выборками напряжений с выходов соответственно первой 12 и второй 13 линий задержки. Результаты суммирования в сумматорах 14 и 15 подаются соответственно на первый и второй входы коррелятора 17, в котором осуществляются операции комплексного сопряжения и перемножения с незадержанными цифровыми выборками напряжений, поступающими на первый и второй входы измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ, а также усреднение полученных результатов перемножения.

В результате на первом и втором выходах коррелятора 17 значения квадратурных составляющих A_k и B_k оказываются функциями межпериодного сдвига доплеровской фазы _к (где k номер периода повторения зондирующих импульсов ИД РЛС) (обусловленной движением только ВЦ, поскольку напряжение на вход ЦБО поступает с учетом компенсации собственного движения носителя ИД РЛС), т.е.

где U амплитуда выходного напряжения ФД 1 и 2.

Величины A_k и B_k с первого и второго выходов коррелятора 17 поступают соответственно на первый и второй входы вычислителя 18 фазы, в котором производится вычисление величины _к по следующему алгоритму [4] _к= arctg(B_к/A_к). (6) Таким образом, на его выходе образуется цифровой код, пропорциональный величине _к= 2f_дT_з который поступает на масштабирующий усилитель 19, представляющий собой усилитель с коэффициентом усиления, равным /4T_з Следовательно, на его выходе (первом выходе измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ) формируется цифровой код, соответствующий измеренному значению радиальной скорости V_p движения ВЦ. Этот код также подается на вход блока 20 дифференцирования, на выходе которого (втором выходе измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ) формируется цифровой код, пропорциональный радиальному ускорению a_p ВЦ.

Так как в общем случае величины a_p и V_p изменяются во времени, то в дальнейшем их необходимо отслеживать. С этой целью они с первого и второго выходов измерителя 8 радиальной скорости и радиального ускорения ВЦ подаются (фиг. 1) соответственно на первый и второй входы КОФ 9, в котором производится их квазиоптимальная оценка с помощью использования известного [5] алгоритма Калмановской фильтрации S модификации. Это позволяет обеспечить получение гарантированно-сходящихся оценок даже в том случае, когда априорные сведения относительно характера движения ВЦ, принятые при фильтрации, будут существенно отличаться от реально наблюдаемого процесса на входе КОФ 9.

Цифровой код, соответствующий оценке с первого выхода КОФ 9 после преобразования в ЦАП 10 в аналоговое напряжение поступает на вход УГ 6. На его выходе формируется напряжение, частота которого пропорциональна оценке Это обеспечивает перенос отраженного сигнала на видеочастоту перед его спектральным анализом в блоке 7 БПФ.

Цифровой код, пропорциональный оценке со второго выхода КОФ 9 подается на вход ГДЧ 11 (дешифратор 21 фиг.3). Поскольку объем выборки алгоритма БПФ фиксирован и определяется, как N F_дT_кн, (7) где F_д частота дискретизации сигнала в АЦП 3 и 4, то для требуемого значения T_кн в соответствии с формулой (2) величина F_д изменяется в ГЧД 11 пропорционально значению на его выходе в соответствии с алгоритмом Весь диапазон возможных значений оценки a_p разбит на M диапазонов. На фиг. 3 представлен пример выполнения ГЧД для M 3. Дешифратор 21 в соответствии с кодом на входе формирует единичный сигнал на одном из трех выходов, который в виде разрешающего сигнала поступает на первый вход соответствующего элемента И (25, 26 и 27). На вторые входы первого 25, второго 26 и третьего 27 элементов И поступают импульсы соответственно с первого 22, второго 23 и третьего 24 генераторов. Частота следования импульсов на выходах генератора определяется согласно формуле (8) для соответствующего значения оценки В результате импульсный сигнал формируется на выходе того элемента И, на первый вход которого поступил разрешающий сигнал с выхода дешифратора 21. Импульсы дискретизации с частотой F_д с выхода одного из элементов И через элемент ИЛИ 28 поступают на входы дискретизации АЦП 3 и 4 (фиг. 1). При этом частота дискретизации будет определяться величиной оценки на выходе КОФ 8 (точность соответствия частоте дискретизации будет определяться количеством M диапазонов).

Таким образом, при фиксированном объеме выборки алгоритма БПФ, в зависимости от характера движения ВЦ (ускорения a_p) с помощью предлагаемого технического решения в ИД РЛС будет обеспечиваться максимальное для данного случая время когерентного накопления T_кн, а следовательно и максимальная длительность обнаружения ВЦ.

Источники информации 1. Бакулев П.А. Степин В.М. Методы и устройства селекции движущихся целей. М. Радио и связи, 1986, с.141, рис.5.20.

2. Дудник П.И. Чересов Ю.И. Авиационные радиолокационные устройства. М. Изд. ВВИА им. проф. Н.Е. Жуковского, 1986, с. 247, рис.8.15.

3. Лихарев В.А. Цифровые методы и устройства в радиолокации. М. Сов. радио, 1973, с.135, рис.2.20.

4. Авторское свидетельство G 01 S 7/36 N 687941, 1980.

5. Максимов М.В. Меркулов В.И. Радиоэлектронные следящие системы /Синтез методами теории оптимального управления/. М. Радио и связь, 1990, с. 158, формулы 4.4.3 4.4.7.

Формула изобретения

Цифровой блок обработки радиолокационных сигналов, содержащий первый и второй базовые детекторы, первый и второй аналого-цифровые преобразователи, фазовращатель, управляемый гетеродин и блок быстрого преобразования Фурье, причем первые входы первого и второго базовых детекторов объединены и являются входом цифрового блока обработки радиолокационных сигналов, а их выходы соединены соответственно через первый и второй аналого-цифровые преобразователи с первым и вторым входами блока быстрого преобразования Фурье, выход которого является выходом цифрового блока обработки радиолокационных сигналов, выход управляемого гетеродина соединен с вторым входом первого базового детектора непосредственно и через фазовращатель с вторым входом второго базового детектора, отличающийся тем, что в него дополнительно введены измеритель радиальной скорости и радиального ускорения воздушной цели, квазиоптимальный фильтр, цифроаналоговый преобразователь и генератор частот дискретизации, причем первый и второй входы измерителя радиальной скорости и радиального ускорения воздушной цели подключены соответственно к выходам первого и второго аналогоцифровых преобразователей, а его первый и второй выходы соединены соответственно с первым и вторым входами квазиоптимального фильтра, первый выход которого через цифроаналоговый преобразователь соединен с входом управляемого гетеродина, а второй выход через генератор частот дискретизации с объединенными входами дискретизации первого и второго аналого-цифровых преобразователей.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3