Способ демодуляции дискретных сигналов и устройство для его осуществления

Способ демодуляции дискретных сигналов и устройство для его осуществления

Реферат

 

Использование: в области электросвязи и в системах передачи дискретных сообщений по каналам связи с рассеянием энергии принимаемых с сигналов по времени и по частоте. Сущность изобретения: в способе демодуляции выделяют тактовый сигнал в котором измеряют импульсную реакцию канала, формируют комбинации посылок ожидаемого сигнала, регистрируют знак посылки, перед регистрацией знака посылки вычитают из принимаемого сигнала комбинации посылок ожидаемого сигнала, полученные сигналы возводят в квадрат и интегрируют, полученные сигналы суммируют с опорными, определяют минимальный суммарный сигнал и для каждого последующего тактового интервала демодуляции сигналов в качестве опорного используют суммарные сигналы, которые соответствуют вынесенному на предыдущем тактовом интервале решению. Устройство содержит блок преобразования входного сигнала 1, сумматор 2, дискриминатор 7 уровня сигнала, регистр сдвига 8, счетчик 10, блоки обработки сигнала 2, блоки памяти 4, 6, коммутатор 5 и выходной блок 9. 2 с.п. ф-лы и 11 ил., 1 табл.

Изобретение относится к электросвязи и может использоваться в системах передачи дискретных сообщений по каналам связи с рассеянием энергии принимаемых сигналов по времени и по частоте.

Известен способ демодуляции дискретных сигналов, при котором выделяют тактовый интервал демодуляции сигналов, на каждом тактовом интервале демодуляции сигналов измеряют импульсную реакцию канала, формируют сигнал предыскажения, определяют разностный сигнал путем вычитания из принимаемого сигнала сигнала предыскажения, регистрируют знак посылки [1] Однако известный способ не обладает достаточной помехоустойчивостью.

Известно также устройство для демодуляции дискретных сигналов, содержащее блок измерения импульсной реакции канала связи, соответствующие выходы которого соединены с входами первого и второго блоков формирования сигналов, дискриминатор уровня сигналов, соответствующий вход которого соединен с выходом интегратора каждого вычислительного блока, первый вход блока вычитания которого соединен с соответствующим выходом второго блока формирования сигналов [2] Однако известное устройство не обладает достаточной помехоустойчивостью.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому способу является способ демодуляции дискретных сигналов, при котором выделяют тактовый интервал демодуляции, на каждом тактовое интервале демодуляции измеряют импульсную реакцию канала, формируют комбинации посылок ожидаемого сигнала, формируют сигнал предыскажения, определяют разностный сигнал путем вычитания из принимаемого сигнала сигнала предыскажения, сравнивают разностный сигнал с комбинациями посылок ожидаемого сигнала, выделяют комбинацию посылок ожидаемого сигнала, которая совпадает с разностным сигналом и знак первой посылки которой регистрируют [3] Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является устройство для демодуляции дискретных сигналов, содержащее перемножители, выходы которых соединены через сумматоры с входами вычитающих блоков, первый дополнительный сумматор, блок оценки импульсной реакции и линию задержки, вход которой соединен с выходом блока преобразования входного сигнала, второй дополнительный сумматор, выход которого соединен с входом дискриминатора уровня сигнала, регистр сдвига, выходы которого соединены с первыми входами одних перемножителей, реле, ключ, счетчик, выходы которого соединены с первыми входами других перемножителей, вторые входы которых соединены с вторыми входами одних перемножителей и выходами блока оценки импульсной реакции, вход которого соединен с одним выходом линии задержки, другие выходы которой соединены с дополнительными входами соответствующих вычитающих блоков, выходы которых через первый дополнительный сумматор соединены с входом второго дополнительного сумматора, причем выход дискриминатора уровня сигнала соединен с первым входом ключа, выход которого через реле соединен с входом регистра сдвига, а соответствующий выход счетчика соединен с вторым входом ключа [4] Известные способ и устройство требуют больших вычислительных затрат, что ограничивает их быстродействие и уменьшает объем принимаемой информации.

Цель изобретения увеличение объема принимаемой информации при сохранении высокой достоверности приема.

Поставленная цель достигается тем, что при способе демодуляции дискретных сигналов выделяют тактовый интервал демодуляции сигналов, на каждом тактовом интервале демодуляции сигналов измеряют импульсную реакцию канала, формируют комбинации посылок ожидаемого сигнала, вычитают из принимаемого сигнала комбинации посылок ожидаемого сигнала, полученные сигналы возводят в квадрат и интегрируют, полученные сигналы суммируют с опорными, определяют минимальный суммарный сигнал, регистрируют знак посылки, причем для каждого последующего тактового интервала демодуляции сигналов в качестве опорных используют суммарные сигналы, которые соответствуют вынесенному на предыдущем такте демодуляции сигналов решению.

Устройство для демодуляции дискретных сигналов, содержащее блок преобразования входного сигнала, сумматор, дискриминатор уровня сигнала, регистр сдвига и счетчик, причем выход сумматора соединен с входом дискриминатора уровня сигнала, введены блоки обработки сигналов, первый и второй блоки памяти, коммутатор и выходной блок, причем выходы блока преобразования соединены с входами блоков обработки сигналов, выходы которых подключены к первым входам сумматора, второй вход которого соединен с выходом второго блока памяти, входы которого подключены к выходам коммутатора, первые входы которого соединены с выходами первого блока памяти, вход которого соединен с входом дискриминатора уровня сигнала, выход которого подключен к входу регистра сдвига, первый выход которого соединен с вторым входом коммутатора, а второй выход регистра сдвига подключен к входу выходного блока, вторые выходы блока преобразования входного сигнала и блоков обработки сигналов соединены с соответствующими входами счетчика, выходы которого подключены к управляющим входам блока преобразования входного сигнала, блоков обработки сигналов, второго блока памяти, коммутатора, первого блока памяти, дискриминатора уровня сигнала, регистра сдвига и выходного блока.

Анализ прототипа показал, что промежуточный результат обработки на текущем такте заново получается при обработке на следующем такте. Следовательно, можно указанный промежуточный результат сохранить для использования на следующем такте обработки, а не получать его заново. В заявляемых способе и устройстве для сохранения промежуточного результата до следующего такта обработки служат опорные сигналы (блоки памяти). Именно наличие в заявляемых объектах опорных сигналов (блоков памяти) обеспечивает уменьшение сложности обработки на каждом такте, что позволяет повысить скорость передачи и увеличить объем принимаемой информации. Из сказанного следует, что заявляемые способ и устройство связаны между собой единым изобретательским замыслом.

Сравнение заявляемых технических решений с прототипом позволило установить соответствие их критерию "новизна". При изучении других известных технических решений в данной области техники признаки, отличающие заявляемые изобретения от прототипа, не были выявлены и потому они обеспечивают заявляемому техническому решению соответствие критерию "существенные отличия".

На фиг. 1 приведена древовидная диаграмма, поясняющая сущность заявляемого способа. На фиг. 2 приведены временные диаграммы, поясняющие процессы выделения тактового интервала демодуляции и измерения импульсной реакции канала. На фиг. 3 приведена структурная электрическая схема устройства, реализующего заявляемый способ. На фиг. 4 приведена принципиальная электрическая схема блоков 3 8, 10 устройства, реализующего заявляемый способ. На фиг. 5 приведена структурная электрическая схема блока 2 устройства, реализующего заявляемый способ. На фиг. 6 приведена принципиальная электрическая схема блока 14 устройства, реализующего заявляемый способ. На фиг. 7 приведена принципиальная электрическая схема блоков 11 13 устройства, реализующего заявляемый способ. На фиг. 8 приведена структурная электрическая схема блока 1 устройства, реализующего заявляемый способ. На фиг. 9 приведена принципиальная электрическая схема блока 9. На фиг. 10 приведены временные диаграммы сигналов в устройстве, реализующем заявляемый способ. На фиг. 11 приведены временные диаграммы управляющих сигналов в устройстве, реализующем заявляемый способ.

Рассмотрим сущность заявляемого способа.

Будем считать, что при передаче по каналу используется m-ая манипуляция. Пусть A_l символ, переданный в момент времени t=lT (V=1/T скорость манипуляции, l целое), A_l принимает одно из значений a₀, a₁,a_m-1. Равенство A_l=a_i означает, что i-е значение передано в l-й момент времени.

Пусть далее S_i сигнал, соответствующий a_i, тогда, если A_l a_i, то передается сигнал: S_l(t-lT)=S_i(t-lT) (1) Полный переданный сигнал может быть записан как В формуле (2) S(t) комплексная огибающая (низкочастотный эквивалент) аналитического сигнала S^t_n(t) (полосового) на выходе модулятора, т.е.

где _o= 2f_o несущая частота сигнала, при этом реальный сигнал S_n(t) на выходе модулятора определяется выражением: где Re [] действительная часть l.

Для m-ной амплитудно-фазовой манипуляции S_i(t)=a_iV(t), i=0,1,m-1, (5) где a_i комплексные числа, в частности, при фазовой манипуляции , а для амплитудной манипуляции a_i действительные числа, V(t) огибающая посылки (функция, формирующая спектр).

Обозначим импульсную характеристику канала (низкочастотный эквивалент) через h(t)=h^c(t)+jh^s(t), где h^c(t) и h^s(t) - квадратурные компоненты.

Комбинация посылок ожидаемого сигнала на выходе канала определяется выражением Функция g(t)= g^c(t)+jg^s(t) (низкочастотный эквивалент) является импульсной реакцией канала и модулятора. Именно g(t) измеряется в процессе обработки. Полагаем, что g(t) отлична от нуля для Qt<(Q+1)T (Q целое), M=Q+1.

Часть сигнала Z(t) в l-м интервале времени равна Принятый сигнал в том же интервале времени равен: X_l(t) = Z_l(t)+_l(t), (9) где _l(t) l-й отрезок реализации гауссовского белого шума.

Последовательность операций при способе демодуляции по прототипу (а.с. 832763) соответствует алгоритму приема в целом с поэлементным принятием решения, который записывается в виде [5,с.143] т. е. из последовательности , минимизирующей евклидово расстояние (метрику) на n-м интервале анализа T⁽_aⁿ⁾= [nT,(n+Q+1)T] между разностным сигналом и комбинацией посылок ожидаемого сигнала , в качестве решения на n-м такте выбирается значение первой посылки в последовательности Обозначим евклидову метрику пути A₁, A_n через Тогда алгоритм (10) можно записать в виде: Величина не зависит от , на результат сравнения в (12) не влияет и может быть поэтому из (12) исключена. Тогда алгоритм обработки принимает следующий вид: Решение в алгоритме (13) выносится на основе сравнения метрик путей, имеющих общую часть в виде последовательности ранее зарегистрированных решений .

Метрики могут быть вычислены рекуррентным способом: где Из (14) и (15) следует: если на предыдущем такте обработки для определения были вычислены и сравнивались по формуле (13) m^Q+1 величин R_n+Q , A_n-1, A_n+Q-1, то при вычислении m^Q+1 величин R_n+Q+1 (, A_n,A_n+Q, необходимых для определения на текущем такте обработки, можно использовать те m^Q величин R_n+Q , A_n, A_n+Q-1, вычисленных на предыдущем такте обработки, для которых .

При реализации алгоритма (13)-(15) на каждом такте обработки должны выполняться следующие операции: 1) вычисление m^Q+1 величин R_n+q+1 (A_n, A_n+q) по формуле (15); 2) вычисление по формуле (14) m^Q+1 величин R_n+Q+1 (,A_n,A_n+Q) путем сложения m^Q+1 полученных величин R_n+Q+1(A_n,A_n+Q) с m^Q соответствующими значениями R_n+Q( , A_n, A_n+Q-1, вычисленными на предыдущем такте обработки (суммируются значения, соответствующие одной и той же последовательности (A_n, A_n+q)); 3) определение по формуле (13) с использованием полученных суммарных значений; 4) сохранение для использования на следующем такте обработки m^Q величин R_n+Q+1(, A_n+Q).

На начальном такте обработки (или на первом такте пакета при пакетной передаче) m^Q начальных значений метрики R_o должны быть одинаковыми (практически удобно выбирать их равными нулю).

Последовательность выполняемых в алгоритме (13)-(15) операций поясним с помощью древовидной диаграммы на фиг.1,а, построенной для случая m=2, Q=2= M-1 (диаграмма отражает всевозможные пути и их метрики, ветвление вверх соответствует A_k=1, ветвление вниз A_k -1, в каждом узле дерева хранится метрика пути, ведущего в данный узел).

В момент (n+M)T сравниваются 2^Q+1=8 накопленных значений метрики в узлах, обозначенных цифрами 1-8. Если наименьшее значение метрики оказывается в узле из верхней группы 2^Q узлов (узлы с номерами 1-4), то принимается решение, что на интервале t [nT, (n+1)T] передавалось 1. В этом случае для продолжения выбирается 2^Q путей, которые на n-й позиции имеют A_n= т.е. верхняя группа путей, заканчивающаяся в узлах с номерами 1-4.

Таким образом, в момент (n+M)T сравниваются 8 метрик путей R_n+Q+1 ( A_n, A_n+1, A_n+2), выбирается один путь с минимальной метрикой принимается и для продолжения выбираются 4 пути, у которых A_n= К моменту (n+M+1)T вычисляются 2^Q+1=8 величин R_n+Q+2 (A_n+1,A_n+3), которые являются метриками ребер, продолжающих "выжившие" на предыдущем такте обработки пути (на диаграмме фиг.1а названные ребра находятся в интервале t [(n+M)T, (n+M+1)T]).

Каждое из ребер заканчивается в момент (n+M+1)T в одном из восьми узлов, причем метрика узла вычисляется путем суммирования метрики ребра и метрики узла, из которого выходит рассматриваемое ребро. Далее процесс повторяется.

На фиг. 1,б приведена последовательность зарегистрированных посылок, соответствующих движению по диаграмме фиг.1,а, показанному жирной линией.

Формула (15) была записана для случая обработки в непрерывном времени. Для использования обработки в дискретном времени полагаем характеристики полосового фильтра приемника такими, что при выборке принимаемого сигнала с частотой манипуляции обеспечивается независимость шумовых отсчетов. При этом каждый из отрезков X_l(t) реализации принимаемого сигнала будет представлен единственной комплексной выборкой Определяя мы можем записать X_l= Z_l+ _l, (17) где для l Q+1 Z_l A_lg₀ + A_l-1g₁ +.+A_l-Qg_Q.

При обработке в дискретном времени формула (15) записывается в виде: а формула (10) приобретает следующий вид: Возможности повышения скорости демодуляции в заявляемом способе по сравнению с прототипом обусловлены следующим: а) в заявляемом способе исключены операции формирования сигнала предыскажения и разностного сигнала; б ) в заявляемом способе комбинации посылок ожидаемого сигнала формируют не на всем интервале: T⁽_aⁿ⁾ [nT, (n+Q+1)T] (как в прототипе), а только на последнем тактовом интервале, т.е. при t [(n+Q)T, (n+Q+1)T] в) в заявляемом способе метрики ("расстояния") вычисляют не на всем интервале T⁽_aⁿ⁾, а на интервале t [(n+Q)T, (n+Q+1)T] В заявляемом способе появляются новые операции, но как показано ниже, по сравнению со способом-прототипом достигается значительная экономия вычислительных затрат.

Так как близким аналогом заявляемого способа является алгоритм Витерби [6] целесообразно сопоставить выполняемые операции в заявляемом способе и в алгоритме Витерби. Алгоритм Витерби, если его рассматривать с помощью древовидной диаграммы (фиг.1,а), должен попарно сравнивать метрики в узлах 1 и 5, 2 и 6, 3 и 7, 4 и 8 и выбирать из каждой пары по одному пути для продолжения. Кроме того, в алгоритме Витерби необходимо хранить "выжившие" пути на глубину более 5-10 м. На этой глубине регистрируется информационный символ, соответствующий "выжившему" пути с минимальной метрикой. Ниже показано, что в заявляемом способе по сравнению с алгоритмом Витерби достигается экономия вычислительных затрат.

К числу аналогов заявляемого способа относится алгоритм, описанный в [7] и обеспечивающий оптимальный поэлементный прием. Платой за оптимальность обработки в этом способе являются большие по сравнению с заявляемым способом вычислительные затраты.

Известен способ демодуляции в каналах с памятью (а.с. 930696), в котором с целью упрощения процесса обработки сокращено число операций определения корреляции и суммирования. Однако в указанном способе упрощение процесса обработки достигается за счет уменьшения числа сравниваемых гипотез, что ведет к потере помехоустойчивости.

Заявляемый способ обеспечивает существенную экономию вычислительных затрат без снижения помехоустойчивости.

Рассмотрим подробнее отдельные операции, входящие в заявляемый способ. Операции "выделяют тактовый интервал демодуляции" и "на каждом тактовом интервале демодуляции измеряют импульсную реакцию канала" входят в ограничительную часть формулы изобретения и являются известными. Они относятся к числу существенных признаков, так как при их отсутствии реализация заявляемого способа невозможна. Указанные признаки выражены обобщенными понятиями, так как их реализация неоднозначна, а выбор того или иного способа реализации названных признаков не влияет на возможность достижения положительного эффекта. Рассматриваемые операции могут быть реализованы в соответствии с а.с.N 336823, 780211, 1042193, 1092736, 1297240 (измерение реакции) 1450123 (синхронизация). Наиболее просто указанные операции реализуются при наличии в передаваемом сигнале защитного интервала с испытательным импульсом (см. фиг. 2,а). Защитный интервал с испытательным импульсом и рабочий пакет образуют цикл в передаваемом сигнале, длительность цикла равна Т_ц. Защитный интервал и испытательный импульс являются в отличие от рабочего пакета детерминированной частью цикла, не изменяются от цикла к циклу, форма испытательного импульса совпадает с формой рабочей посылки, а ширина защитного интервала выбрана так, чтобы отклик канала на испытательный импульс не перекрывался с откликами на рабочие посылки. Защитный интервал с испытательным импульсом образуют периодическую (с периодом Т_ц) часть передаваемого сигнала, которая выделяется на приеме. Тактовая частота кратна цикловой частоте, а параметры канала связи не успевают существенно измениться на протяжении нескольких циклов поэтому, периодическая часть принимаемого сигнала представляет собой реакцию канала связи на испытательный импульс. Частота повторения периодической части (цикловая частота) задает частоту тактового генератора на приеме. Таким образом, выделив периодическую часть из принимаемого сигнала мы получаем: 1) импульсную реакцию канала связи; 2) цикловую частоту, которая с помощью системы фазовой автоподстройки частоты (ФАПЧ) задает частоту тактового генератора приемного устройства.

Следует подчеркнуть, что под передаваемым сигналом понимается сигнал на входе модулятора передающего устройства, а под принимаемым сигналом понимается сигнал на выходе квадратурного расщепителя приемного устройства. Постоянная расстройка частот генератора несущей частоты в модуляторе передающего устройства и опорного генератора в квадратурном расщепителе приемного устройства компенсируются системой автоподстройки частоты опорного генератора (АПЧГ) квадратурного расщепителя. Небольшие расхождения частот, обусловленные инерционностью системы АПЧГ при отслеживании доплеровского частотного сдвига в радиоканале, а также фазовые расхождения указанных генераторов ведут к изменению формы измеренной импульсной реакции канала связи и поэтому на качество демодуляции не влияют.

Рассмотрим, как осуществляется выделение периодической части в принимаемом сигнале (см. а.с. N 1469555). На фиг. 2,а показан передаваемый сигнал (рабочие пакеты показаны пунктиром, а через Т и Т_ц обозначены соответственно длительность тактового интервала и длительность цикла в передаваемом сигнале). На фиг. 2,б показаны отдельно испытательные импульсы, на фиг. 2,в медленно изменяющаяся реакция канала связи на испытательный импульс (g₀ и g₁ отсчеты импульсной реакции канала, Q 1). На фиг. 2, г и д показаны соответственно сетки тактовых и цикловых импульсов, создаваемые генератором приемного устройства (через Т' и обозначены соответственно длительность тактового интервала демодуляции и длительность цикла в приемном устройстве). На фиг. 2, е приведен принимаемый сигнал, соответствующий передаваемому сигналу фиг. 2, а и каналу с реакцией фиг.2,в (шум отсутствует). В приемном устройстве принимаемый сигнал задерживается на время и т. д. Затем сдвинутые друг относительно друга на время, кратное , сигналы складываются. Суммарный сигнал представлен на фиг.2,ж). При сложении рабочих пакетов суммарный сигнал будет иметь малую величину, так как посылки в рабочих пакетах независимо и с равной вероятностью могут принимать как положительный, так и отрицательный знаки. При сложении откликов канала на испытательный импульс (периодическая часть принимаемого сигнала) суммарный сигнал представляет собой увеличенный в несколько раз отклик канала на испытательный импульс, причем при сложении имеет место снижение относительного уровня шумов вследствие независимости шумовых отсчетов.

Таким образом, суммарный сигнал, представленный на фиг.2,ж) представляет собой периодическую часть принимаемого сигнала (отклик канала связи на испытательный импульс, увеличенный в несколько раз). Теперь из суммарного сигнала можно выделить отсчеты q₀ и q₁ импульсной реакции (см. диаграмму фиг. 2, з) и импульсы, соответствующие началу цикла в принимаемом сигнале (см. диаграмму фиг.2,к). Технических трудностей такое выделение не вызывает, за подробностями аппаратурной реализации можно обратиться к а.с. N 1469555. Диаграмма фиг.2,и повторяет диаграмму фиг.2,д. На ней представлена сетка цикловых импульсов, задаваемая генератором приемного устройства. Небольшое расхождение цикловых частот на передаче и на приеме приведет к тому, что цикловые импульсы на диаграмме фиг. 2,к будут перемещаться относительно цикловых импульсов на диаграмме фиг. 2,и. В этом случае система ФАПЧ подстроит частоту генератора приемного устройства так, что частота и фаза цикловых импульсов на диаграммах фиг.2,к и фиг.2,и будут совпадать. Этим будет обеспечено точное равенство отрезков времени Т_ц и (соответственно Т и Т'). Небольшое (меньше Т) постоянное смещение сетки тактовых импульсов на приеме (см. фиг. 2, г) относительно границ тактов (посылок) на передаче (см. фиг.2,а) ведет лишь к изменению формы измеренной импульсной реакции канала связи и поэтому на качество демодуляции не влияет.

Мы показали возможность выполнения двух операций заявляемого способа: "выделяют тактовый интервал демодуляции" и "на каждом тактовом интервале демодуляции измеряют импульсную реакцию канала". Результатом первой операции является тактовый интервал демодуляции Т', в точности равный тактовому интервалу Т на передаче. Результатом второй операции является сигнал измеренной импульсной реакции канала на одиночную посылку. Последовательность операций заявляемого способа, начиная со второй, выполняется за время Т' тактового интервала демодуляции. Если импульсная реакция канала успевает существенно измениться за время цикла Т_ц, то приходится уточнять (измерять) импульсную реакцию по рабочему пакету с учетом предыдущих решений демодулятора (см.а.с. N 336823, 780211, 1042193, 1092736, 1297240). Также уточнение осуществляется на каждом тактовом интервале демодуляции, поэтому в формулировке второй операции указано, что импульсная реакция измеряется на каждом тактовом интервале демодуляции.

Рассмотрим далее операцию "формируют комбинации посылок ожидаемого сигнала". Операция является известной. Суть ее заключается в следующем. На приемной стороне точно известны все возможные сочетания информационных посылок A_n, A_n+Q} которые могли быть переданы на n-м, (n+1)-м, (n+Q)-м тактовых интервалах (при m 2 все возможные комбинации передаваемых посылокA_n,A_n+Q} могут быть получены на выходе двоичного (Q+1)- разрядного счетчика). На приемной стороне известна также импульсная реакция g(t) канала связи на каждую отдельную передаваемую посылку A_k. Отклик канала на посылку A_k равен A_kg(t-kT) (при отсутствии шума). При условии, что на n-м, (n+1)-м, (n+Q)-м тактовых интервалах были переданы соответственно информационные посылки A_n, A_n+1, A_n+Q, ожидаемый сигнал на выходе канала (при отсутствии шума) на (n+Q)-м тактовом интервале демодуляции ( t [(n+Q)T,(n+Q+1>T]) равен сумме откликов на посылки A_n, A_n+1, A_n+Q, т.е. Для каждой комбинации A_n, A_n+Q информационных посылок, которая могла быть передана с n-го по (n+Q)-й тактовый интервал включительно, на приемной стороне может быть сформирован сигнал Z_n+Q(A_n, A_n+Q), который должен был бы присутствовать на входе приемного устройства на (Q+1)-м тактовом интервале демодуляции при условии, что в канале нет шума. Из формулы видно, что принимаемый на каждом тактовом интервале демодуляции сигнал зависит лишь от (Q+1) последних переданных информационных посылок. Это связано с тем, что отклик на каждую отдельную переданную посылку ограничен во времени (Q+1) тактовыми интервалами вследствие конечной длины импульсной реакции канала. Сигнал Z_n+Q(A_n, A_n+Q) представляет собой комбинацию откликов канала на отдельные посылки (комбинацию посылок ожидаемого сигнала).

Таким образом, все комбинации посылок ожидаемого сигнала Z_n+Q(A_n, A_n+Q) могут быть сформированы при использовании формулы Z_n+Q(A_n, A_n+Q)= A_kg(t-kT), которая в случае обработки в дискретном времени принимает вид: отсчеты измеренной импульсной реакции канала). Очевидно, что для реализации данной формулы необходимы (Q+1) умножителей, (Q+1)-входовой сумматор и двоичный (при m 2) (Q+1)-разрядный счетчик, генерирующий на своих выходах по порядку все возможные комбинации A_n, A_n+Q} При этом 2^Q+1 комбинаций посылок ожидаемого сигнала будут формироваться в порядке поступления комбинацийA_n, A_n+Q} с выходов счетчика, а сама комбинацияA_n, A_n+Q} может быть интерпретирована, как записанный в двоичной форме номер формируемой комбинации посылок ожидаемого сигнала.

Мы рассмотрели возможный вариант реализации операции формирования комбинаций посылок ожидаемого сигнала. Ее результат 2^Q+1 (при m 2) сигналов Z_n+Q (A_n,A_n+Q) упорядоченных в соответствии с их номерамиA_n,A_n+Q} Рассмотрим далее операции "вычитают из принимаемого сигнала комбинации посылок ожидаемого сигнала, полученные сигналы возводят в квадрат и интегрируют". Результатом указанных операций являются 2^Q+1 (при m 2) сигналов R(A_n, A_n+Q) [X_n+Q-Z_n+Q(A_n, A_n+Q)]², упорядоченных в соответствии с их номерамиA_n, A_n+Q} При обработке в непрерывном времени (см. также формулы (15) и 15').

Очевидно, что указанные операции могут быть реализованы вычитающим блоком и квадратором, к которым в случае обработки в непрерывном времени добавляется интегратор.

Следующая операция: "полученные сигналы суммируют с опорными". При выполнении данной операции используются 2^Q (при m 2) опорных сигнала (отсчета) R( A_n, A_n+Q-1)=R(A_n, A_n+Q-1) (см. также формулу (14), которые должных храниться в памяти устройства обработки с предыдущего тактового интервала демодуляции. После включения питания или на первом тактовом интервале пакета (при пакетной передаче) указанные сигналы должны быть равны нулю. Сложение производится следующим образом: каждый из 2^Q (при m 2) опорных сигналов R(A_n, A_n+Q-1) должен быть сложен с сигналом R(A_n, A_n+Q-1, A_n+Q=-1) и отдельно с сигналом D R(A_n, A_n+Q-1 A_n+Q=+1). Каждый из 2^Q опорных сигналов R() складывается с двумя соответствующими ему сигнала D R() и в результате получаются 2^Q+1 суммарных сигнала R( A_n, A_n+Q) R(A_n, A_n+Q), упорядоченных в соответствии с их номерамиA_n, A_n+Q} Для реализации данной операции можно использовать сумматор, входы которого коммутируются мультиплексорами, управляемыми двоичным (при m 2) счетчиком. При этом для каждого опорного сигнала на первом входе сумматора на второй вход сумматора подаются поочередно два (при m 2) соответствующих сигнала R(), а с выхода сумматора снимаются поочередно два суммарных сигнала. Затем на первом входе сумматора выставляется следующий опорный сигнал и далее процесс повторяется. Всего на первом входе сумматора появляется 2^Q опорных сигналов, на втором входе сумматора 2^Q+1 сигналов D R(), а с выхода снимается 2^Q+1 суммарных сигналов. Опорные сигналы на первом входе сумматора переключаются вдвое (при m 2) реже, чем сигналы D R() на втором входе, а скорость снятия суммарных сигналов с выхода сумматора совпадает со скоростью смены сигналов на его втором входе. Мультиплексор на втором входе сумматора управляется (Q+1) двоичными разрядами номераA_n,A_n+Q} а мультиплексор на первом входе сумматора управляется Q разрядами указанного номера, т.е. разрядамиA_n,A_n+Q-1} которые образуют номер опорного сигнала. Номер A_n,A_n+Q} управляющий коммутацией входов сумматора, может быть получен на выходах двоичного (Q+1) разрядного счетчика.

Рассмотрим далее операции: "определяют минимальный суммарный сигнал, регистрируют знак посылки". Данные операции состоят в следующем: определяется минимальный суммарный сигнал R( ^*_n,...,A^*_n+Q ), затем регистрируется и выдается получателю значение разряда ^*_n его номера. Полученное значение разряда представляет собой решение демодулятора, т.е. Указанные операции могут быть реализованы с помощью дискриминатора минимума, двоичного (при m 2) (Q+1)-разрядного счетчика и D-триггера. На вход дискриминатора минимума в порядке, заданном работой счетчика, поступают один за другим суммарные сигналы, а на выходах счетчика присутствует номерA_n, A_n+Q} очередного суммарного сигнала R(A_n, A_n+Q). Если очередной суммарный сигнал окажется меньше всех предыдущих, то дискриминатор минимума выдаст на своем выходе импульс, которым разряд A_n номера данного суммарного сигнала перепишется с соответствующего выхода счетчика в D-триггер. После того, как на вход дискриминатора минимума пройдут все суммарные сигналы, D-триггер будет содержать разряд номера минимального суммарного сигнала. Полученное значение разряда с выхода D-триггера выдается получателю.

Рассмотрим далее последнюю операцию способа: "для каждого последующего тактового интервала демодуляции сигналов в качестве опорных используют суммарные сигналы, которые соответствуют вынесенному на предыдущем тактовом интервале демодуляции решению". Для того, чтобы обработка на следующем тактовом интервале была возможна, необходимо сформировать и сохранить для использования на следующем тактовом интервале 2^Q (при m 2) опорных сигналов. Указанная операция осуществляется следующим образом: из 2^Q+1 суммарных сигналов R(A_n, A_n+Q) выбираются и сохраняются 2^Q сигналов номер которых содержит в разряде A_n значение, совпадающее с зарегистрированным значением Если разряд A_n является старшим разрядом номераA_n, A_n+Q} то необходимо запомнить первые 2^Q суммарных сигналов, если -1, и вторые 2^Q суммарных сигналов, если +1. Для реализации указанной операции необходимы коммутатор и блоки памяти.

Из сказанного выше следует, что заявляемый способ допускает как аппаратурную, так и программную реализацию. С учетом современных тенденций развития элементной базы, авторы считают, что заявляемый способ скорее всего будет реализован на одном из современных цифровых процессоров обработки сигналов [8] Скорость вычислений в современных процессорах обработки сигналов ограничена возможностями технологии их изготовления, а объем адресуемой внешней памяти у серийно выпускаемых моделей достигает сотен Гигабайт. В этих условиях преимущество заявляемого способа перед прототипом особенно важно в заявляемом способе уменьшено количество необходимых вычислений за счет роста используемого объема памяти.

Рассмотрим далее устройство, реализующее заявляемый способ. Его структурная, электрическая схема для случая m=Q=2 приведена на фиг.3. Устройство содержит блок 1 преобразования входного сигнала, блоки 2 обработки сигналов, сумматор 3, второй блок памяти 4, коммутатор 5, первый блок памяти 6, дискриминатор минимума 7, регистр сдвига 8, выходной блок 9, счетчик 10, причем выходы блока 1 преобразования входного сигнала соединены со входами блоков 2 обработки сигналов, выходы которых подключены к первым входам сумматора 3, второй вход которого соединен с выходом в