Способ сопровождения цели моноимпульсной радиолокационной станцией

Способ сопровождения цели моноимпульсной радиолокационной станцией

Реферат

 

Способ сопровождения цели моноимпульсной радиолокационной станции относится к радиолокационной технике и может быть использован в когерентно-импульсных радиолокационных станциях (РЛС) с моноимпульсным принципом пеленгации. Технической задачей изобретения является повышение помехозащищенности сопровождения по отношению к пассивным и активным шумовым помехам при одновременном повышении точности сопровождения в РЛС, использующих сложные, в частности фазоманипулированные сигналы, и установленных на подвижных носителях. 12 ил.

Изобретение относится к радиолокационной технике, преимущественно к способам сопровождения сигналов от надводных целей при наличии отражений от местных предметов-источников пассивных помех, и может быть использовано в когерентно-импульсных радиолокационных станциях (РЛС) с моноимпульсным принципом пеленгации, в том числе, в РЛС, использующих сложные, в частности, фазоманипулированные сигналы, установленных на подвижных носителях.

В настоящее время в моноимпульсных РЛС применяется способ сопровождения по дальности и угловым координатам, при котором принимаемые высокочастотные сигналы после суммарно-разностного преобразования поступают на смесители суммарного и разностного приемных каналов, где преобразуются в сигналы промежуточной частоты, которые усиливаются в усилителях промежуточной частоты (УПЧ), а затем подаются на амплитудный детектор - в суммарном канале и на фазовый детектор, при этом сигнал промежуточной частоты суммарного канала играет роль опорных колебаний. В результате фазового детектирования образуется сигнал углового рассогласования, используемый для углового сопровождения [1, с. 22, рис. 1.9 и 2, с. 20, рис. 15].

Сигнал суммарного канала после амплитудного детектирования поступает на временной дискриминатор, входящий в блок сопровождения по дальности [2, с 20, рис. 15], в котором образуется сигнал рассогласования (ошибки) по дальности, используемый затем для сопровождения по дальности. Этот способ [2, с. 20, рис. 15] наиболее близок по своей технической сущности к предлагаемому и принимается за прототип.

Недостатком способа-прототипа является его низкая помехозащищенность по отношению к пассивным помехам - отражениям от протяженных местных предметов, таких, например, как береговая черта при обнаружении надводных кораблей (НК), находящихся вблизи берега, а также - облако дипольных отражателей (ДО), выставляемое НК на сравнительно небольшой высоте (50 - 100 м) с задачей срыва сопровождения. В ситуациях, когда направление береговой черты (БЧ) в зоне наблюдения близко или совпадает с направлением распространения излучения РЛС, разрешающая способность по углу, определяемая диаграммой направленности антенны (ДНА) РЛС, может оказаться недостаточной для пространственного разделения сигналов от НК и от БЧ (или ДО), находящихся на одинаковых дальностях. Тогда применение способа-прототипа приведет к наведению на энергетический центр системы НК-БЧ или НК-ДО, а в дальнейшем при сближении и при достаточной интенсивности помех может произойти срыв сопровождения по дальности и угловым координатам.

Проиллюстрируем сказанное следующим примером.

Пусть РЛС, установленная на летательном аппарате (ЛА), осуществляет наблюдение НК, расположенного вблизи берега (см. ниже фиг. 12), причем угловое разрешение за счет реальной ДНА отсутствует, то есть где Х - расстояние между НК и береговой чертой в направлении, перпендикулярном направлению распространения; R - дальность до НК; _0,5 - ширина ДНА по уровню " - 3 дБ".

Например, это имеет место при Х = 300 м, R = 10 км и _0,5 = 0,15 рад.

Для эффективной отражающей поверхности (ЭОП) участка берега, попадающего в импульсный объем, получим где R - разрешение по дальности; - угол скольжения; - удельная ЭОП берега.

В частности, при малых углах скольжения, например где Н - высота полета ЛА, получим при R = 300 м, X = 300 м, R = 10 км, и _0,5 = 0,15 рад, = 0,03 (-15 дБ)- [3, с. 296, рис. 22], = 1,210³3000,03 = 1,2110⁴ м².

Таким образом, даже при предварительном наведении антенны РЛС на НК с ЭОП 510³ м² (например, по информации от навигационной системы), энергетический центр отражений будет сильно смещен в сторону береговой черты, что и приведет с большой вероятностью к срыву сопровождения по угловой координате. Аналогичная картина имеет место и с сопровождением по дальности.

В РЛС, использующих сложные, в частности фазоманипулированные (ФМ) сигналы с большой базой N = T_иf 1, (1) где T_И - длительность импульса сигнала; f - ширина спектра сигнала, способ-прототип, вдобавок обладает недостаточной точностью измерения угловой координаты.

В настоящее время оптимальная фильтрация сложных, в частности, ФМ сигналов (сжатие по времени) с большой длительностью (T_И > 50 мкс) на высокой или промежуточной частоте в моноимпульсных РЛС практически нереализуема уже потому, что не удается обеспечить достаточно высокую идентичность устройств сжатия на радиочастотах, для того, чтобы паразитный фазовый сдвиг между суммарным и разностным каналами, во всяком случае, не превосходил поэтому наиболее рациональным способом оптимальной обработки ФМ сигналов большой длительности является их сжатие по времени на видеочастоте средствами цифровой вычислительной техники.

С другой стороны, образование сигнала углового рассогласования путем применения фазового детектора, включенного между выходами УПЧ суммарного и разностного каналов и осуществляющего перемножение ФМ сигналов суммарного и разностного каналов до сжатия с последующей низкочастотной фильтрацией, приводит к сравнительно низкой точности измерения угла и недостаточной помехозащищенности по отношению к шумовым помехам. Дело заключается в том, что при больших отношениях сигнал/шум ( 1) главной шумовой компонентой на выходе фазового детектора, осуществляющего операцию перемножения подаваемых на его входы колебаний и низкочастотную фильтрацию результатов перемножения, является составляющая, представляющая произведение напряжения сигнала в суммарном канале на напряжение шумов в разностном канале (вблизи равносигнального направления). Однако, в случае ФМ сигналов с большой базой отношение сигнал/шум до сжатия ₀ обычно мало, то есть ₀ 1 и тогда главной шумовой компонентой на выходе упомянутого выше фазового детектора (ФД) является составляющая, представляющая произведение напряжения шумов в суммарном канале на напряжение шумов в разностном канале. Именно это обстоятельство и является причиной сравнительно низкой точности измерения и помехозащищенности способа-прототипа.

Проиллюстрируем сказанное следующим расчетом. Выражения (2) и (3) для дисперсии процесса ²_вых и напряжения сигнала S_вых на выходе ФД с учетом низкочастотной фильтрации (с полосой l/T_И) имеют вид где ²_ш - дисперсия шумов в приемных каналах на входах ФД; U_C - амплитуда сигналов в суммарном приемном канале на входе ФД; g - усиление антенны разностного канала, нормированное к усилению антенны суммарного канала (по полю); k - коэффициент пропорциональности.

Точность единичного измерения углового рассогласования определяется соотношением где - крутизна пеленгационной характеристики [4, с. 130].

Для простых импульсных сигналов N = 1, , тогда из (2) - (4) получим а для ФМ сигналов при N >> 1, наоборот ₀ << 1, тогда, При одинаковой энергии принимаемых сигналов = N₀ так что, как видно из (6), для ФМ сигналов в способе-прототипе дисперсия измерения получается сравнительно большой, а точность, следовательно, сравнительно невысокой.

Кроме того, при воздействии шумовой помехи отношения сигнал/шум и ₀ уменьшаются, при этом ² возрастает в случае ФМ сигналов как не как - в случае простых сигналов, т.е. помехозащищенность способа-прототипа по отношению к шумовым помехам также является низкой.

Технической задачей изобретения является повышение помехозащищенности сопровождения по отношению к пассивным и активным шумовым помехам при одновременном повышении точности сопровождения в РЛС, использующих сложные, в частности, ФМ сигналы и установленных на подвижных носителях.

Для достижения технического результата предлагается после выделения сигнала от истинной цели на фоне мешающих отражений от пассивных помех путем узкополосной доплеровской фильтрации, организовать затем сопровождение цели по доплеровской частоте, т. е. по радиальной скорости цели относительно РЛС, обеспечив тем самым адаптивную фильтрацию эхо-сигналов в процессе сопровождения, и отфильтрованные таким путем сигналы от истинной цели использовать затем для сопровождения по дальности и по угловым координатам, причем при сопровождении по угловым координатам образовать сигнал углового рассогласования после согласованной фильтрации видеоимпульсов и узкополосной допплеровской фильтрации в суммарном и разностном каналах путем попарного перемножения одноименных квадратурных составляющих сигналов с суммированием этих произведений.

Сущность изобретения заключается в том, что в способе сопровождения цели моноимпульсной РЛС, включающем излучение импульсных когерентных сигналов в заданном направлении, прием высокочастотных сигналов в заданном интервале дальностей, суммарно-разностное преобразование принимаемых сигналов, супергетеродинное преобразование их на промежуточную частоту, усиление суммарного и разностного сигналов на промежуточной частоте, после усиления суммарного и разностного сигналов на промежуточной частоте преобразуют спектр сигналов в область видеочастот посредством фазового детектирования при помощи опорных колебаний с формированием квадратурных составляющих каждого сигнала, осуществляют согласованную фильтрацию видеоимпульсов квадратурных составляющих сигналов, для каждого элемента дальности в заданном интервале осуществляют многоканальную доплеровскую фильтрацию комплексной огибающей импульсной последовательности суммарного сигнала в диапазоне частот Доплера - , с полосой F и числом каналов , где F_П - частота повторения зондирующих импульсов, F - ширина спектра межпериодных флюктуаций сигналов от истинных целей, сравнивают мощности спектральных составляющих с пороговым уровнем обнаружения, определяют ширину спектра с наиболее мощной спектральной составляющей по заданному уровню из числа составляющих, превысивших порог обнаружения, сравнивают полученное значение ширины спектра с заданным пороговым значением, при превышении его принимают решение о наличии сигнала от ложной цели и переходят к следующему элементу дальности, а при отсутствии превышения полученным значением ширины спектра заданного порогового значения принимают решение о наличии сигнала от истинной цели в соответствующем элементе дальности, определяют значение доплеровской частоты, соответствующее максимуму спектра, изменяют частоту опорных колебаний на величину измеренного значения доплеровской частоты, определяют сигнал рассогласования по частоте, замыкают контур сопровождения по частоте и подстраивают этим сигналом частоту опорных колебаний, осуществляют узкополосную фильтрацию с полосой F комплексной огибающей импульсных последовательностей сигналов в суммарном и разностном каналах на нулевой доплеровской частоте, выделяют амплитудную огибающую сигналов в суммарном канале, выделяют сигнал ошибки по дальности в суммарном канале, замыкают контур сопровождения по дальности и подстраивают этим сигналом положение строба дальности, выделяют сигнал углового рассогласования путем попарного перемножения результатов фильтрации одноименных квадратурных составляющих сигналов в суммарном и разностном каналах и суммирования этих произведений, замыкают контур сопровождения по углу стробом дальности и подстраивают сигналом углового рассогласования положение антенны.

Согласно предлагаемому способу принимаемые сигналы как в суммарном, так и в разностном приемных каналах после усиления на промежуточной частоте преобразуют на видеочастоту посредством фазового детектирования при помощи опорных колебаний, генерируемых возбудителем передатчика, с формированием двух квадратурных составляющих для каждого сигнала, затем производят согласованную фильтрацию (СФ) квадратурных составляющих импульсных сигналов на видеочастоте, которая в случае сложных, в частности, ФМ сигналов приводит к сжатию по времени, в результате чего на выходах квадратурных каналов отношение сигнал/шум по мощности повышается в N раз, при этом получаются сжатые сигналы Ucos,Usin,Ucos,Usin, где - начальная фаза принимаемых сигналов относительно опорных колебаний, U,U - амплитуда сигналов после СФ в суммарном и разностном приемных каналах соответственно, причем величина U может быть как положительной, так и отрицательной (в зависимости от положения направления на цель относительно равносигнального направления).

Следующей операцией является многоканальная доплеровская фильтрация огибающей суммарного сигнала в диапазоне частот Доплера F_Д где F_П - частота повторения зондирующих импульсов РЛС, - с полосой F, определяемой шириной спектра межпериодных флюктуаций истинной цели, то есть НК и числом частотных каналов .

Она производится для каждого из элементов n_i = (i = 1, 2,... n_R) разрешения по дальности (в частности, поочередно) в зоне возможного положения цели, определяемой точностью целеуказания - до нахождения цели. Эта фильтрация оказывается возможной и эффективной ввиду того, что спектр комплексной огибающей эхо-сигналов от НК является сравнительно узким, так как межпериодные флюктуации сигналов являются медленными (интервал корреляции ₀ = 0,1 с в диапазоне длин волн = 3,2 см [5]), а доплеровским расширением спектра при наблюдении НК впередсмотрящей антенной можно пренебречь, так как угловые размеры НК на дальностях R 10 км существенно меньше ширины ДНА РЛС. Например, при поперечном размере НК X 30 м и дальности R = 10 км его угловой размер соответствующее доплеровское расширение спектра при скорости ЛА-носителя РЛС - V = 700 м/с и = 3,2 см составляет что существенно меньше ширины спектра межпериодных флюктуаций . В то же время спектр эхо-сигналов от участка береговой черты, попавшей в импульсный объем, даже при отсутствии собственных флюктуаций составляет (фиг. 12) Например, при _0,5 = 0,15, R = 10 км, X = 300 м, V = 700 м/с, = 3,2 см, 1000,022 = 480 Гц.

Таким образом, спектр отражений от берега гораздо шире (более, чем на порядок) спектра сигналов от НК, что и определяет возможность частотной фильтрации эхо-сигналов от НК на фоне эхо-сигналов от берега даже при отсутствии пространственного разрешения между ними. Кроме того, следует иметь в виду, что во многих случаях - в частности, когда НК неподвижен относительно берега или движется навстречу РЛС - при расположении, представленном на фиг. 12, возможно полное частотное разделение сигналов от НК и от берега, если при этом выполняется условие (при неподвижном НК) Это имеет место в рассматриваемом примере, когда V = 700 м/с, R = 10 км и X = 300 м, и левая часть неравенства составляет 20 Гц.

После проведения многоканальной доплеровской фильтрации (многоканальность необходима, так как скорость НК относительно РЛС заранее не известна) предлагается определить по заданному уровню ширину спектра с наиболее мощной спектральной составляющей - из числа составляющих, превысивших порог обнаружения, определяемый допустимой вероятностью ложного обнаружения за счет шумов - и сравнить ее с заранее выбранным пороговым значением, при превышении которого принимается решение о наличии ложной цели и о переходе к анализу следующего элемента дальности, а при отсутствии превышения, т. е. при наличии мощной узкополосной спектральной составляющей - о наличии сигнала от НК. В этом последнем случае предлагается найти значение доплеровской частоты F_* соответствующее максимуму спектра, (то есть соответствующее радиальной скорости НК относительно РЛС), а затем изменив на эту величину частоту опорных колебаний, определять, далее, сигнал рассогласования по частоте между значением этой поправки и измеренным текущим значением F_* и, замыкая контур сопровождения по частоте, использовать этот сигнал для ее подстройки. В процессе сопровождения по частоте частота F_* = 0 (с точностью порядка F), поэтому дальше предлагается производить фильтрацию комплексной огибающей последовательностей импульсных сигналов в суммарном и разностном приемных каналах на нулевой доплеровской частоте и после этой фильтрации, образуя сигнал рассогласования в суммарном канале известным образом, например, методом двух полустробов (например, [2], с. 53, рис. 41), замкнуть контур сопровождения по дальности, подстраивая, как обычно, сигналом рассогласования положение строба дальности. Далее, предлагается образовать сигнал углового рассогласования не путем перемножения сигналов на промежуточной частоте - как в прототипе, а путем попарного перемножения сигналов в суммарном и разностном каналах после согласованной фильтрации и узкополосной фильтрации на нулевой доплеровской частоте с последующим суммированием результатов перемножения, а затем замкнуть контур сопровождения по углу, подстраивая сигналом рассогласования положение антенны, причем контур углового сопровождения стробируется как обычно, стробом дальности.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами РЛС, реализующей данный способ: фиг. 1 - структурная схема РЛС; фиг. 2 - структурная схема возбудителя (В) передатчика; фиг. 3 - структурная схема блока смещения частоты (БСЧ); фиг. 4 - структурная схема преобразователя "код-частота" (ПКЧ); фиг. 5 - структурная схема двойного балансного модулятора (ДБМ); фиг. 6 - структурная схема блока доплеровских фильтров (БДФ); фиг. 7 - структурная схема частотного дискриминатора (ЧД); фиг. 8 - структурная схема доплеровского фильтра (ДФ_r), настроенного на частоты rF; фиг. 9 - структурная схема доплеровского фильтра (ДФ₀), настроенного на нулевую частоту; фиг. 10 - структурная схема дальномера (Д); фиг. 11 - схема программы блока анализа и решений (БАР); фиг. 12 - схема расположения в горизонтальной плоскости РЛС и объектов наблюдения.

На фиг. 1 представлена структурная схема РЛС, где приняты следующие обозначения: 1 - возбудитель (В); 2 - усилитель мощности (УМ); 3 - антенный переключатель (АП); 4 - суммарно-разностный преобразователь (СРП); 5 - антенна (А); 6 - импульсный модулятор (ИМ); 7 - синхронизатор (С); 8 - блок смещения частоты (БСЧ); 9 - усилитель высокой частоты суммарного канала (УВЧ); 10 - усилитель высокой частоты разностного канала (УВЧ); 11 - смеситель суммарного канала (Cм); 12 - смеситель разностного канала (Cм); 13 - усилитель промежуточной частоты суммарного канала (УПЧ); 14 - усилитель промежуточной частоты разностного канала (УПЧ); 15 - 18 - фазовые детекторы (ФД); 19 - фазовращатель (ФВ); 20, 21 - согласованные фильтры (СФ); 22 - первый блок ключей (БК₁); 23 - блок доплеровских фильтров (БДФ); 24 - блок анализа и решений (БАР); 25 - преобразователь "код-временной интервал" (ПКВИ); 26 - первый сумматор ("+1"); 27 - второй блок ключей (БК₂); 28 - частотный дискриминатор (ЧД); 29 - доплеровский фильтр нулевой частоты суммарного канала (ДФ_o); 30 - доплеровский фильтр нулевой частоты разностного канала (ДФ_o); 31, 32 - перемножители; 33 - блок объединения квадратур (БОК); 34 - второй сумматор ("+2"); 35 - дальномер (Д); 36 - ключ (Кл); 37 - интегратор (); 38 - привод антенны (ПрА).

На схеме по фиг. 1 последовательно соединены возбудитель 1, усилитель 2 мощности, антенный переключатель 3, суммарно-разностный преобразователь 4 и антенна 5, последовательно соединены усилитель 9 высокой частоты суммарного канала, вход которого подключен к третьему плечу антенного переключателя 3, смеситель 11 суммарного канала и усилитель 13 промежуточной частоты суммарного канала, последовательно соединены усилитель 10 высокой частоты разностного канала, вход которого подключен к выходу разностного сигнала суммарно-разностного преобразователя 4, смеситель 12 разностного канала, гетеродинный вход которого объединен с гетеродинным входом смесителя 11 суммарного канала и подключен ко 2-му выходу возбудителя 1, и усилитель 14 промежуточной частоты разностного канала, последовательно соединены по двум линиям согласованный фильтр 20 суммарного канала, первый блок 22 ключей и блок 23 доплеровских фильтров, последовательно соединены по двум линиям согласованный фильтр 21 разностного канала и доплеровский фильтр 30 нулевой частоты разностного канала, выходы которого через соответствующие перемножители 31, 32 соединены с соответствующими входами двухвходового сумматора 34, последовательно соединены по двум линиям второй двухканальный блок 27 ключей и частотный дискриминатор 28, последовательно соединены по двум линиям доплеровский фильтр 29 нулевой частоты суммарного канала и блок 33 объединения квадратур. Входы согласованных фильтров 20 и 21 суммарного и разностных каналов соединены с выходами соответствующих усилителей 13 и 14 промежуточной частоты через квадратурные фазовые детекторы 15 - 18. Входы опорной частоты фазовых детекторов 15, 17 и 16, 18 одноименных квадратур попарно объединены между собой и подключены к выходу блока 8 смещения частоты, первая пара - непосредственно, а вторая пара - через фазовращатель 19. Одноименные сигнальные входы первого и второго блоков 22, 27 ключей и доплеровского фильтра 29 нулевой частоты суммарного канала объединены между собой, а первый и второй выходы доплеровского фильтра 29 соединены также со вторыми входами перемножителей 31, 32, соответственно.

Многоканальный выход блока 23 доплеровских фильтров соединен поканально с соответствующим многоканальным входом блока 24 анализа и решений, выход кода дальности, (1-й выход) которого подключен через преобразователь 25 "код-временной интервал" (ПКВИ) к управляющему входу первого блока 22 ключей, а выход 2 частоты Доплера F_* соединен с первым входом первого двухвходового сумматора 26, второй вход которого подключен к выходу частотного дискриминатора 28. Третий выход (начальной дальности до цели R₀ блока 24 и четвертый выход - команды на замыкание контура сопровождения по дальности - подсоединены к соответствующим второму и третьему входам дальномера 35, выход которого соединен с управляющими входами второго блока 27 ключей и ключа 36, сигнальный вход последнего подключен к выходу второго двухвходового сумматора 34, а выход - через интегратор 37 углового рассогласования и привод 38 антенны соединен с управляющим входом антенны 5.

Первый вход блока 8 смещения частоты соединен с выходом опорной частоты возбудителя 1, второй вход блока 8 смещения частоты соединен с выходом первого двухвходового сумматора 26, третий вход - с информационным выходом измерителя собственной радиальной скорости носителя РЛС, а четвертый вход, объединенный с одноименным входом дальномера 35 и вторым входом (тактовых импульсов) преобразователя 25 "код-временной интервал", подключен к первому выходу (тактовых импульсов) синхронизатора 7, второй выход (синхроимпульсов частоты повторения) которого подключен ко входу импульсного модулятора 6 и к объединенным входам синхроимпульсов частоты повторения преобразователя 25 "код-временной интервал", дальномера 35, блока 23 доплеровских фильтров, частотного дискриминатора 28, а также доплеровских фильтров 29 и 30 нулевой частоты суммарного и разностного каналов.

На фиг. 2 представлена структурная схема возбудителя 1, где приняты следующие обозначения: 39 - задающий генератор (ЗГ); 40 - умножитель частоты (УМН); 41 - смеситель (СМ); 42 - генератор опорной частоты (ГОЧ); 43 - 45 - усилители (Ус).

На схеме по фиг. 2 последовательно соединены задающий генератор 39, умножитель 40 частоты и усилитель 43, выход которого образует первый выход (колебаний частоты сигнала) возбудителя 1, выход умножителя 40 соединен также через смеситель 41 с усилителем 44, выход которого является вторым выходом (колебаний частоты гетеродина) возбудителя 1, вход смесителя 41 соединен с выходом генератора 42 опорной частоты и входом усилителя 45, выход которого является третьим выходом (колебаний опорной частоты) возбудителя 1.

На фиг. 3 представлена структурная схема блока 8 смещения частоты, где приняты следующие обозначения: 46 - первый преобразователь "код- частота" (ПКЧ₁), 47 - второй преобразователь "код-частота" (ПКЧ₂), 48 - первый двойной балансный модулятор (ДБМ₁), 49 - второй двойной балансный модулятор (ДБМ₂).

На схеме по фиг. 3 выход первого преобразователя 46 "код-частота" через первый двойной балансный модулятор 48 соединен со вторым входом второго двойного балансного модулятора 49, первый вход которого соединен с первым входом блока 8 смещения частоты - колебаний исходной частоты опорных колебаний - а выход - образует выход блока смещения частоты - корректированной частоты опорных колебаний, первый вход первого преобразователя 46 "код-частота" соединен со вторым входом блока 8 смещения частоты (код доплеровской частоты цели), третий вход которого (код доплеровской частоты носителя РЛС) соединен с первым входом второго преобразователя 47 "код-частота", вторые входы обоих преобразователей 46 и 47 "код- частота" объединены и соединены с четвертым входом (тактовых импульсов) блока 8 смещения частоты.

На фиг. 4 представлена структурная схема преобразователей 46 (47) "код-частота", где приняты следующие обозначения: 50 - дешифратор (Дш), 51 - управляемый делитель (ДУ), 52 - фильтр нижних частот (ФНЧ).

На схеме по фиг. 4 последовательно соединен дешифратор 50, управляемый делитель 51 и фильтр 52 нижних частот, причем вход дешифратора 50 образуют первый кодовый вход преобразователя 46 (47) "код-частота", второй вход управляемого делителя 51 образует второй вход (тактовых импульсов) преобразователя 46 (47) "код-частота", а выход фильтра 52 нижних частот - выход преобразователя 46 (47) "код-частота".

На фиг. 5 представлена структурная схема двойного балансного модулятора 48 (49), где приняты следующие обозначения: 53, 55 - фазовращатели на 54, 56 - перемножители ("X"), 57 - двухвходовый сумматор ("+").

На схеме по фиг. 5 последовательно соединены фазовращатели 53 на 90^o, перемножитель 54 и сумматор 57, вход фазовращателя 53 на 90^o, объединенный с первым входом перемножителя 56, образует первый вход двойного балансного модулятора 48 (49), а второй его вход соединен со вторым входом перемножителя 54 и через фазовращатель 55 на 90^o - со вторым входом перемножителя 56, выход которого подключен ко второму входу двухвходового сумматора 57, а выход последнего является выходом двойного балансного модулятора 48 (49).

На фиг. 6 представлена структурная схема блока 23 доплеровских фильтров (БДФ), где приняты следующие обозначения: 58, 59 - аналого-цифровые преобразователи (АЦП), 60₁ - 60_m/2 - доплеровские фильтры частотных каналов F,...rF,...m/2F (ДФ₁,...ДФ_r,...ДФ_m/2) На схеме по фиг. 6 первый и второй входы блока 23 доплеровских фильтров соединены с одноименными входами доплеровских фильтров 60 через аналого-цифровые преобразователи 58 и 59 соответственно, третий вход блока 23 доплеровских фильтров - синхроимпульсов частоты повторения - соединен с одноименными входами доплеровских фильтров 60 непосредственно, выходы же доплеровских фильтров, упорядоченные в порядке возрастания номеров частотных каналов, образуют m-канальный выход блока 23 доплеровских фильтров.

На фиг. 7 представлена структурная схема частотного дискриминатора 28 (ЧД), где приняты следующие обозначения: 61, 62 - аналого-цифровые преобразователи (АЦП), 63 - блок доплеровских фильтров частотных каналов F, 64 - блок вычитания ("-").

На схеме фиг. 7 первый и второй входы блока доплеровских фильтров 63 соединены с одноименными входами частотного дискриминатора 28 через аналого-цифровые преобразователи 61 и 62 соответственно, а третий вход - непосредственно, выходы блока доплеровских фильтров 63 соединены с соответствующими входами блока 64 вычитания, выход которого образует выход частотного дискриминатора 28.

На фиг. 8 представлена структурная схема блока 60_r доплеровских фильтров частотных каналов rF (r = 1, 2,..., m/2), где приняты следующие обозначения: 65, 66 - первый и второй блоки n-разрядных сдвиговых регистров соответственно, (БСР₁, БСР₂); 67, 70 - n-входовые сумматоры с косинусной весовой функцией (ВС_cos), 68, 69 - n-входовые весовые сумматоры с синусной весовой функцией (ВС_sin), 71, 74 - двухвходовые сумматоры ("+"), 72, 73 - блоки вычитания ("-"), 75, 76 - блоки объединения квадратур (БОК).

На схеме по фиг. 8 первый и второй входы блока 60_r - доплеровских фильтров соединены с информационными входами первого и второго блоков сдвиговых регистров 65 и 66 соответственно, входы тактовых импульсов последних объединены и подключены к третьему входу блока 60 доплеровских фильтров. Входы одноименных разрядов n-входовых весовых сумматоров 67 с косинусной весовой функцией и 68 с синусной весовой функцией попарно соединены между собой и подключены к выходам соответствующих разрядов блока 65 n-разрядных сдвиговых регистров, а входы одноименных разрядов n-входовых весовых сумматоров 69 с синусной весовой функцией и 70 с косинусной весовой функцией также попарно соединены между собой и подключены к выходам соответствующих разрядов второго блока 66 n-разрядных сдвиговых регистров, выход весового сумматора 67 подключен к объединенным между собой первым входам двухвходового сумматора 71 и блока 73 вычитания, выход весового сумматора 68 подключен к объединенным между собой первым входам блока 72 вычитания и двухвходового сумматора 74, выход весового сумматора 69 подключен ко вторым входам двухвходового сумматора 71 и блока 73 вычитания, а выход весового сумматора 70 подключен к объединенным между собой вторым входам блока 72 вычитания и двухвходового сумматора 74. Выходы двухвходового сумматора 71 и блока 72 вычитания соединены с первым и вторым входами блока 75 объединения квадратур соответственно, а выходы блока 73 вычитания и двухвходового сумматора 74 соединены с первым и вторым входами блока 76 объединения квадратур соответственно, выходы блоков 75 и 76 объединения квадратур являются первым и вторым выходами доплеровского фильтра 60_r соответственно.

На фиг. 9 представлена структурная схема доплеровского фильтра 29(30) нулевой частоты (ДФ_0,), где приняты следующие обозначения: 77, 78 - аналого-цифровые преобразователи, 79, 80 - первый и второй блоки n -разрядных сдвиговых регистров соответственно (БСР₁, БСР₂); 81, 82 - n-входовые сумматоры.

На схеме по фиг. 9 первый и второй входы доплеровского фильтра 29(30) нулевой частоты соединены с информационными входами первого и второго блоков 79 и 80 сдвиговых регистров соответственно, входы тактовых импульсов БСР 79 и 80 объединены и подключены к третьему входу доплеровского фильтра 29(30). Выходы всех n разрядов первого и второго блоков 79 и 80 сдвиговых регистров соединены поразрядно с соответствующими входами n-входовых сумматоров 81, 82 соответственно, выходы n-входовых сумматоров 81, 82 соединены соответственно с выходами 1 и 2 доплеровского фильтра 29(30).

На фиг. 10 представлена функциональная схема дальномера (Д) 35, где приняты следующие обозначения: 83 - временной дискриминатор (ВД), 84 - ключ (Кл), 85 - реверсивный счетчик (РС), 86 - преобразователь "код-временной интервал" (ПКВИ).

На схеме по фиг. 10 последовательно соединены временной дискриминатор 83, ключ 84, реверсивный счетчик 85 и преобразователь 86 "код-временной интервал", выход которого является выходом дальномера 35 и вторым входом (строб-импульса) временного дискриминатора 83, вход последнего является первым (сигнальным) входом дальномера 35, второй вход (кода начальной дальности) дальномера 35 соединен со вторым входом (начальной установки) реверсивного счетчика 85. Третий вход (командный) дальномера соединен с управляющим входом ключа 84, а четвертый и пятый входы (тактовых импульсов и синхроимпульсов) - соответственно, со вторым и третьим входами преобразователя 86 "код-временной интервал".

Блок 24 анализа и решений (БАР) может быть выполнен в виде програ