Регулятор комплексных амплитуд

Регулятор комплексных амплитуд

Реферат

 

Изобретение относится к обработке СВЧ-сигналов и может быть использовано в адаптивных антеннах. В устройство введены два квадратурных моста, фазовращатель на 180^o, синфазный сумматор на четыре входа и четыре усилителя с регулируемыми коэффициентами передачи так, что первый вход первого квадратурного моста является входом сигнала, к второму входу подключена согласованная нагрузка, первый выход подключен к второму входу второго квадратурного моста, второй выход первого квадратурного моста через фазовращатель на 180^o подключен к первому входу третьего квадратурного моста, к первому и второму входам соответственно второго и третьего квадратурного моста подключены согласованные нагрузки, выходы второго и третьего квадратурных мостов подключены к входам усилителей, к выходам усилителей подключены соответствующие входы синфазного сумматора, причем полоса пропускания каждого усилителя f 1,5f_раб, где f_раб - полоса рабочих частот адаптивной многолучевой антенны. Техническим результатом является исключение мертвых зон по фазе, увеличение термостабильности и уменьшение межканальных рассогласований в адаптивной многолучевой антенне. 3 ил.

Изобретение относится к обработке СВЧ-сигналов и может быть использовано в адаптивных антеннах.

Известен регулятор комплексных амплитуд, используемый в адаптивной системе подавления помехи спутниковой связи (Norton E.D. [29 November - 1 December, 1976] An adaptive co-channel interference suppression system to syppress high level interference in satellite communication carth terminals. IEEE National Telecommunications Conference (NTC'76), Dallas, Texas, USA, Conf. Record, vol. 1, Session 13, Digital satellite communications, 13.4-1), представляющий собой последовательное включение фазовращателя и аттенюатора, позволяющий установить нужную амплитуду и любую фазу синтезируемого сигнала для компенсации мешающих помех. Однако при изменении фазы в фазовращателе меняется и коэффициент его передачи, а при изменении амплитуды в аттенюаторе меняется и его электрическая длина, т.е. имеет место паразитные изменения амплитуды и фазы, что уменьшает эффективность подавления помехи: увеличивается время на создание точной по амплитуде и фазе копии мешающего сигнала для вычитания ее из суммы полезного и мешающего сигналов, поступающих в приемную систему, уменьшается глубина подавления помехи, увеличивается функциональная нагрузка на бортовой процессор, приводящая к его усложнению, увеличению массы и габаритов за счет возложения на процессор дополнительных задач по отслеживанию паразитных фаз и амплитуд сигналов, формируемых рассматриваемым регулятором комплексных амплитуд.

Наиболее близким по технической сущности к заявляемому устройству является регулятор комплексных амплитуд (патент США N 4301432, H 01 P 1/185, 1981), в котором использован квадратурный мост, к развязанным выходам которого подключаются p-i-n-диоды. Причем между 90^o-ным выходом и одним из p-i-n-диодов включен отрезок регулярной линии длиной, равной /8, где - длина волны сигнала. Проводимости p-i-n-диодов могут порознь регулироваться соответствующими напряжениями смещения.

Из анализа работы подобного регулятора комплексных амплитуд следует, что коэффициенты отражений от референсных плоскостей p-i-n-диодов будут определяться выражениями где z_o, z_н - волновое сопротивление линии и сопротивление (импеданс) нагрузки; = 2/ - волновой множитель; z₁, z₂ - импедансы p-i-n-диодов; z_вx1, z_вx2 - входные сопротивления линий, подключенных к выходным развязанным портам квадратурного моста.

Проводя преобразования (1), получим где U_отр1, U_отр2 - отраженные СВЧ-напряжения соответственно от импедансов p-i-n-диодов и на выходах квадратурного моста; U_пад1, U_пад2 - падающие СВЧ-напряжения на импедансы p-i-n-диодов z₁ и z₂ соответственно, причем где U_пад - падающее СВЧ-напряжение на входе квадратурного моста.

Очевидно, что суммарное выходное напряжение на выходе квадратурного моста и устройства будет иметь вид откуда видно, что вектор комплексного напряжения формируется двумя ортогональными векторами Меняя смещения на p-i-n-диодах, можно изменением z₁ и z₂ синтезировать любую фазу напряжения U_отр при постоянном модуле этого напряжения и наоборот: фиксируя фазу, менять в широких пределах модуль U_отр. . Например, при z₀ |z₁|, z₀ |z₂| вектор находится в первом октанте и может иметь фазу от 0 до 90^o, при z₀ |z₂|, z₀ |z₁| вектор находиться во втором октанте, при z₀ |z₁|, z₀ |z₂| - в третьем октанте и при z₀ |z₁| и z₀ |z₂| - в четвертом октанте, где может формироваться фаза от 270 до 360^o. Естественно вся описанная картина должна быть повернута по часовой стрелке на 90^o в соответствии с множителем перед скобкой выражения (2). Однако в реальной конструкции подобного регулятора комплексных амплитуд существуют ограничения на глубину регулировки амплитуд векторов Рассмотрим положение векторов на плоскости, например, в первом октанте фиг. 1, очевидно для = 90^o необходимо модуль вектора подавить до 0. Практически этого добиться в данной конструкции в рабочей полосе частот адаптивной антенны невозможно. Даже если подавление вектора будет на уровне 40 дБ, это означает, что модуль вектора меньше модуля вектора в 100 раз, угол будет равен аналогичная ситуация будет и во втором октанте, и, следовательно, формируется мертвая зона по фазе в 1,15^o, и таких зон будет четыре, что приведет к отсутствию реакции адаптивной системы в секторе почти 4,6^o и подавлению приемной адаптивной антенны помехой под соответствующим пеленгом, попадающим в указанные зоны. Кроме того, токи, текущие через p-i-n-диоды (см. описание указанного патента), под действием определенных процессором напряжений смещения составляют величины единиц и десятков микроампер. При таких токах, сравнимых с токами термогенерации в полупроводниковых телах p-i-n-диодов, устройство имеет малую термостабильность, поскольку при изменении температуры, а это, как правило, 50^oC, суммарные токи через диоды будут меняться, будут меняться и импедансы p-i-n-диодов, а значит, и ампдитудно-фазовые значения суммарных напряжений, что может привести или к увеличению времени адаптации антенны при появлении новых источников помех (или при быстром перемещении источника помех в зоне действия адаптивной антенны), или к выходу из строя системы адаптации. При использовании подобного устройства в адаптивной многолучевой антенне растут межканальные рассогласования (Монзинго Р.А., Миллер Т.У. Адаптивные антенные решетки, М.: Радио и связь, 1986, с. 55, рис. 2.17) - неодинаковость параметров многих образцов комплексных регуляторов в каналах. Неодинаковость параметров обусловлена малыми рабочими токами, при которых не нормируются основные параметры p-i-n-диодов, т. е. их импедансы при таких токах могут существенно отличаться, что влечет за собой электрическую неодинаковость регуляторов комплексных амплитуд и, как следствие, увеличение амплитудного и фазового межканального рассогласования. Расчеты показывают: для подавления помех на 25 дБ рассогласование каналов не должно превышать 0,5 дБ по амплитуде и 2,8^o по фазе, при большем подавлении помех необходимо еще меньшее рассогласование. Как показали эксперименты, проведенные на частотах 1,5 и 8,15 ГГц, рассматриваемое устройство регулятора комплексных амплитуд имеет малую полосу пропускания, очевидно, из-за взаимодействия p-i-n-диодов за счет малой развязки квадратурного моста и их паразитных параметров.

Задача, на которую направленно данное изобретение, заключается в исключении мертвых зон по фазе, увеличении термостабильности и уменьшении межканальных рассогласований в адаптивной многолучевой антенне.

Поставленная задача решается тем, что в устройство введены два квадратурных моста, фазовращатель на 180^o, синфазный сумматор на четыре входа и четыре усилителя с регулируемыми коэффициентами передачи так, что первый вход первого квадратурного моста является входом сигнала, к второму входу подключена согласованная нагрузка, первый выход подключен к второму входу второго квадратурного моста, второй выход первого квадратурного моста через фазовращатель на 180^o подключен к первому входу третьего квадратурного моста, к первому и второму входам соответственно второго и третьего квадратурного моста подключены согласованные нагрузки, выходы второго и третьего квадратурных мостов подключены к входам усилителей, к выходам усилителей подключены соответствующие входы синфазного сумматора, причем полоса пропускания каждого усилителя f 1,5f_раб, где f_раб - полоса рабочих частот адаптивной многолучевой антенны.

Структурная схема заявляемого устройства регулятора комплексных амплитуд представлена на фиг. 2.

Регулятор комплексных амплитуд содержит первый квадратурный мост 1, к второму входу которого подключена согласованная нагрузка 2. Первый выход подключен к второму входу второго квадратурного моста 3, второй выход первого квадратурного моста через фазовращатель 4 на 180^o подключен к первому входу третьего квадратурного моста 5. К первому и второму входам соответственно второго и третьего квадратурного моста подключены согласованные нагрузки 6, 7. Выходы второго и третьего квадратурных мостов подключены к входам усилителей 8. ..11, к выходам усилителей подключены соответствующие входы синфазного сумматора 12. U₁...U₄ - напряжения управления по коэффициенту передачи соответствующих усилителей. На входе и выходе устройства включены разделительные емкости C_p; для подачи напряжения питания U_п на выход синфазного сумматора подключены дроссель L_ф и емкость C_ф.

Устройство работает следующим образом.

При подаче напряжения питания U_п через цепь питания L_ф C_ф на устройство и входного сигнала на первый вход первого квадратурного моста 1 благодаря согласованной нагрузке 2 происходит равное и квадратурное расщепление сигнала на две части. Одна часть сигнала поступает на второй вход второго квадратурного моста 3, вторая часть сигнала, имея фазу относительно первой в 90^o, через 180^o-ный фазовращатель 4 поступает на первый вход третьего квадратурного моста 5. Каждая из частей, поступивших на вход квадратурных мостов, благодаря согласованным нагрузкам 6, 7 вновь расщепляется на равные и квадратурные части. При этом на первом выходе квадратурного моста 3 сигнал имеет фазу в 90^o относительно нулевой фазы сигнала на втором выходе этого моста. Сигнал на первом выходе квадратурного моста 5 имеет фазу 180^o относительно фазы сигнала на втором выходе квадратурного моста 3. Относительная фаза сигнала на втором выходе квадратурного моста 5 составляет 270^o. Расщепленные сигналы с указанными относительными фазами поступают на усилители 8...11 с регулируемыми коэффициентами передачи; с выходов усилителей сигналы поступают на соответствующие входы синфазного сумматора 12, где суммируются и через разделительную емкость C_p поступают на выход. При этом формируются четыре вектора сигналов на выходах усилителей 9, 8, 10, 11 соответственно с учетом фаз этих векторов происходит суммирование в синфазном сумматоре, синтезируются нужные амплитуда и фаза сигнала для компенсации помехи. На фиг. 3 представлено взаимное расположение векторов на плоскости.

Анализ взаимодействия усилителей с регулируемыми коэффициентами передачи позволяет сделать вывод, что устройство не имеет мертвых зон по фазе. Действительно для реализации, например, фазы суммарного выходного сигнала в 90^o коэффициент усиления усилителя 9 путем подачи запирающего напряжения U₂ уменьшается до своего минимального значения; при этом на выходе этого усилителя имеется сигнал, представленный на фиг. 3 в виде вектора На усилитель 10 также подается запирающее напряжение U₃, но такое, чтобы на его выходе был вектор сигнала , равный по модулю вектору : Вектор формируется усилителем 11 путем подачи запирающего напряжения U₄. В результате реализуется вектор с фазой 90^o и модулем который может быть любым в пределах глубины регулировки усиления усилителя 8. Аналогично можно рассмотреть работу устройства в "опасных" фазовых зонах на 180^o, 270^o, 0^o. Все мертвые зоны, таким образом, исключены.

Увеличение термостабильности достигается использованием активных приборов (биполярных или полевых транзисторов) в усилителях при рабочих токах в единицы и десятки миллиампер, при которых токами термогенерации в полупроводниках можно пренебречь, и применением термостабильных схем усилителей.

Уменьшение межканальных рассогласований предусматривает одинаковость (идентичность) регуляторов комплексных амплитуд, установленных в каналах адаптации адаптивной многолучевой антенны. Как показал анализ экспериментов, проведенный в ГИ "Салют", г. Ниж.Новгород и НИИ радиосвязи, г. Москва, на частотах 1,5 ГГц и 8,15 ГГц, с увеличением полосы пропускания каждого усилителя, входящего в регулятор комплексных амплитуд, возрастает идентичность последних. Для подавления помехи на 25...30 дБ необходима идентичность устройств, реализующая рассогласование каналов по амплитуде менее 0,5 дБ и менее 2,8^o по фазе. Это достигается, если усилители будут иметь полосу пропускания в 1,5. . .2 раза больше полосы рабочих частот адаптивной многолучевой антенны. По-видимому при более широкой полосе пропускания большее количество усилителей имеют близкие по форме части АЧХ и ФЧХ на малом участке выбранной полосы частот, которая соответствует полосе рабочих частот адаптивной многолучевой антенны.

Формула изобретения

Регулятор комплексных амплитуд, содержащий квадратурный мост, отличающийся тем, что введены два квадратурных моста, фазовращатель на 180^o, синфазный сумматор на четыре входа и четыре усилителя с регулируемыми коэффициентами передачи так, что первый вход первого квадратурного моста является входом сигнала, к второму входу подключена согласованная нагрузка, первый выход подключен к второму входу второго квадратурного моста, второй выход первого квадратурного моста через фазовращатель на 180^o подключен к первому входу третьего квадратурного моста, к первому и второму входам соответственно второго и третьего квадратурных мостов подключены согласованные нагрузки, выходы второго и третьего квадратурных мостов подключены к входам усилителей, к выходам усилителей подключены соответствующие входы синфазного сумматора, причем полоса пропускания каждого усилителя f 1,5f_раб , где f_раб - полоса рабочих частот адаптивной многолучевой антенны.

РИСУНКИ

Рисунок 1, Рисунок 2, Рисунок 3