Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон

Многорежимное устройство радиосвязи и многорежимный сотовый радиотелефон

Реферат

 

Цифровая система предназначена для аналоговой связи, что позволяет исключить необходимость в отдельных субсистемах, каждая из которых выделена либо для аналоговой, либо для цифровой связи. Система имеет приемник для преобразования принимаемых сигналов в промежуточную частоту, передатчик для модуляции и передачи сигналов и сигнальные процессоры для обработки сигналов промежуточной частоты и сигналов, которые необходимо передать 1, при этом сигналы могут быть преобразованы в цифровой или аналоговый формат с использованием, по существу, одних и тех же схем. Достигаемый технический результат заключается в увеличении пропускной способности. 5 с. и 7 з.п. ф-лы, 19 ил., 3 табл.

Настоящее изобретение относится к многорежимной системе радиосвязи, совместимой с цифровой и аналоговой системами связи, а более конкретно к двухрежимной цифровой сотовой радиотелефонной системе связи с многостанционным доступом с временным уплотнением (TDMA).

Так как интенсивность обмена при двусторонней радиосвязи увеличивается, возрастают требования к обслуживанию еще большего числа радиотелефонов в данном географическом районе. Это требование усиливается, поскольку ограниченное число частот этой географической зоны распределяется для указанных целей использования.

Эксплуатируемая в США сотовая система стандарта AMPS (аналоговая система) использует аналоговую ЧМ для передачи речевого сигнала. Из-за этого стандарта при сильном увеличении пропускной способности в пределах одного и того же диапазона частот, используемого в настоящее время в аналоговых системах, при малых эксплуатационных затратах подвижной радиотелефонной связи, например из-за возможности получить экономию в потреблении энергоресурсов, в сотовых радиотелефонных системах осуществляется переход от аналоговых к цифровым средствам радиосвязи.

Многостанционный доступ с временным уплотнением (МДВУ) - цифровой стандарт, выбранный для нового поколения сотовых радиотелефонов.

Цифровой МДВУ обладает некоторыми очень важными преимуществами перед системой с аналоговой ЧМ стандарта AMPS. Среди этих преимуществ имеются соотношение вызовов к числу каналов (3:1), лучшее подавление помех и очень высокая степень скрытности разговоров. Очевидно, что коэффициент вызовов 3:1 представляет наибольший интерес для фирм, занимающихся эксплуатацией систем в городской зоне обслуживания (MSA), которые сталкиваются с проблемами информационной перегрузки (занятости системы).

Сотовая радиотелефонная система связи, в которой применяются телефонные стандарты аналоговой и цифровой сотовой радиосвязи, была рассмотрена. Американские Ассоциация электронной промышленности (EIA) и Ассоциация производителей средств связи (TIA), которые подготавливают исходное содержание стандартов для эксплуатации воздушных авиалиний и телефонных линий общего пользования, выпустили рабочий стандарт, описанный в общий чертах, для телефонных систем сотовой радиосвязи, работающих как двухрежимная система с аналоговыми сигналами и сигналами с МДВУ, согласно международному стандарту IS-54 организацией EIA/TIA. Двухрежимная система должна помочь заполнить время перехода с аналоговых на цифровые системы, а также допускает эксплуатацию еще некоторое время чисто аналоговых систем, установленных, например в сельских зонах обслуживания (PSA_s).

В американском патенте N 5119397 (заявители Дахлин и др.), раскрывается объединенная аналоговая и цифровая сотовая радиотелефонная система, которая допускает универсальную возможность установления связи с аналоговыми, цифровыми и гибридными, аналого-цифровыми подвижными станциями. В патенте описывается параллельное введение отдельной цифровой системы при сохранении станционной аналоговой системы без изменения. Добавляют несколько дополнительных управляющих каналов таким образом, что в регионах, где отсутствуют подвижные станции, работающие в цифровом режиме, подвижные цифровые радиостанции будут сканировать и считывать дополнительный набор управляющих каналов. Если отдельной станции нет, то подвижные станции, работающие в сдвоенном аналого-цифровом режиме, вернутся к сканированию исходного количества управляющих каналов, которые используются при радиосвязи с аналоговыми средствами. Этот патент фактически не дает подробного описания двухрежимного аналого-цифрового радиотелефона сотовой радиосвязи.

В американском патенте N 4857915 (авторы Андрос и др.) патентуется система поискового вызова, которая совместима с выборами аналогового и цифрового передатчиков поискового вызова при приеме коротких цифровых и аналоговых сообщений. В то время как в патенте Андроса и др. описываются передатчики для передачи либо аналоговых, либо цифровых сигналов поискового вызова, в нем нет описания сотовой радиотелефонной системы, в которой подвижная радиостанция может выйти либо на цифровой, либо на аналоговый управляющий канал.

Настоящее изобретение также использует схему обработки цифровых сигналов подвижной телефонной радиостанции, избегая таким образом необходимости дублирования большого числа деталей. Подвижная радиостанция отличается компактностью, как и обычный телефон сотовой радиосвязи, а также высокой технологичностью. К тому же радиотелефон сотовой связи со сдвоенным режимом работы позволяет абоненту выйти либо на аналоговую сотовую базовую радиостанцию, либо на цифровую сотовую базовую радиостанцию, что в конечном счете позволяет абоненту отдать предпочтение двухрежимной базовой радиостанции сотовой связи.

Из-за потребности использовать ограниченный диапазон частот более эффективным способом цифровые каналы будут использоваться в первую очередь в том случае, когда обслуживания требуют подвижные радиостанции, приспособленные к цифровой связи. В местах, где система "занята" постоянно, радиотелефоны со сдвоенным режимом работу будут иметь самый высокий показатель вероятности завершения операции вызова.

Эти особенности и преимущества подкрепляются системой обработки сигнала для сдвоенного режима работы, включающей схему приема радиосигналов для преобразования аналогового или модулированного цифровым способом принимаемых сигналов в промежуточную цифровую форму для обработки, схему передачи для преобразования аналогового или цифрового сигналов в промежуточную цифровую форму и последующей модуляции передаваемым сигналом и процессоры сигналов для обработки промежуточных цифровых сигналов, которые должны быть переданы. В этой системе обработки сигналы могут быть преобразованы в цифровую или аналоговую форму (формат), используя по существу те же самые схемы, исключая таким образом потребность в дублировании большого числа деталей.

В дальнейшем настоящее изобретение поясняется описанием примеров его выполнения со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых: фиг. 1 (А и В) изображает структурную блок-схему ВЧ схем в соответствии с настоящим изобретением; фиг. 2 (А и В) - структурную блок-схему цифровых схем в соответствии с настоящим изобретением; фиг. 3 - логическую (Булева алгебра) схему управления мощностью в соответствии с настоящим изобретением; фиг. 4 - функциональную блок-схему первой заказной или специализированной ИС (СпИС) с кодовым обозначением KATIE; фиг. 5 - схему интерфейсов микросхемы типа KATIE; фиг. 6 - схему второй ИС, известной под кодовым названием ABBIE, и соответствующих низкочастотных трактов; фиг. 7 - функциональную блок-схему канала передатчика настоящего изобретения; фиг. 8 - функциональную блок-схему канала приемника настоящего изобретения; фиг. 9 - функциональную блок-схему устройства чередования; фиг. 10 - диаграмму, иллюстрирующую относительные фазовые изменения; фиг. 11 - составление информационного канала; фиг. 12 - схему кодирования речевого сигнала, используемого в предложенном примере реализации настоящего изобретения; фиг. 13 - схему цифроаналогового преобразователя, используемого в предложенном примере реализации настоящего изобретения; фиг. 14 - конструкцию и схематическое изображение распределенной RC-линии; фиг. 15 - компоновку квадратурного модулятора; фиг. 16 - предложенную компоновку регулируемых коммутаций переключателей RC-компонентов устройства обнуления частотной характеристики; фиг. 17 - пример реализации регулируемого ступенчато обнуляющего резистора для использования вместе с прибором, приведенным на фиг. 16.

Настоящее изобретение реализовано в виде цифровых сотовых радиотелефонов, совместимых с аналоговыми системами связи, т.е. радиотелефон работает в двух режимах. Аналоговая часть функционирует аналогично известным моделям аналоговых радиотелефонов, хотя он поворотно использует компоненты, разработанные для цифровой части. Это позволяет выпускать приемопередатчик, работающий в двух режимах, с такими же габаритами, что и ранее известные модели лишь аналогового типа. Таким образом абонент, который уже имеет встроенную, но только аналоговую модель, может модернизировать с добавлением цифровых функций за несколько минут без затрат на установку новых радиодеталей.

При попытке минимизировать затраты и потребляемую мощность используется как можно больше аппаратурной части радиотелефона для работы в двух режимах. Изменение программной части и некоторой части режима эксплуатации аппаратурной части - это все, что необходимо для перехода от аналогового к цифровому режиму и назад в предложенном примере реализации.

Главные отличия двух режимов заключаются в быстродействии, с которым устанавливаются связи для приема и передачи, и зависят от типа программного обеспечения, прогоняемого в цифровых процессорах сигналов (ЦПСов).

Каждый раз, когда требуется смена режима работы, микропроцессор отдает команду аппаратным интерфейсам изменить скорости обмена данными и загрузить другой комплект программных средств в ЦПС. Один ЦПС 144 (см. фиг.2) выполняет все функции передачи, а другой ЦПС 142 выполняет все функции приема.

В этом отношении имеется пять различных комплектов программных средств, записанных в постоянное запоминающее устройство 136 (ПЗУ) типа FIASH (сверхоперативная память). Один комплект для микропроцессора и четыре комплекта для ЦПСов (передача аналогового радиосигнала, прием аналогового сигнала, передача цифрового сигнала и прием цифрового сигнала). ЦПСов, реализованные в первом случае на базе ЗУ с произвольной выборкой (ЗУПВ), естественно хранят все их выполняемые программы в ЗУПВ. Четыре комплекта программных средств ЦПС извлекаются из быстродействующих СППЗУ (стираемое программируемое ПЗУ) 136 и загружаются в каждый ЦПС, если необходимо. Программные средства аналогового режима целиком находятся в каждом ЗУПВ, расположенном на схемном кристалле ЦПС. В зависимости от объема используемого ЗУПВ возможно потребуется использовать дополнительные, внешние схемные кристаллы ЗУПВ 148 и 150, для размещения программ, используемых в цифровом режиме. В другом примере реализации настоящего изобретения ЦПСов, созданных на базе ПЗУ, которые можно запрограммировать на все время программными средствами, которые могут содержать программы для выполнения аналогового и цифрового режимов без использования дополнительного внешнего ЗУ.

В аналоговом режиме подвижная радиостанция занимает две частоты - одна для передачи, а другая - для приема. В цифровом режиме для этого обычно не требовалось две частоты, поскольку подвижная радиостанция могла бы принимать в другое время, отличное от появления временного окна для передачи. Однако, так как подвижная радиостанция согласно настоящему изобретению должна быть совместимой с современными аналоговыми средствами связи, то она на самом деле работает на отдельной частоте для цифрового приема и передачи. Система, называемая "временным дуплексором", используется так, что она не передает радиосигнал в момент приема. Порядок выполнения временного дуплекса заключается в исполнении последовательности Передача-Прием-Сканирвоание-Передача-Прием-Сканирование, занимающая 6 временных окон, описанных ниже. Так как точно такая же операция выполняется в паре временных окон (1 и 4, 2 и 5 или 3 и 6), то подвижная радиостанция имеет дело с кадром, который занимает лишь 3 временных окна (20 мс). Кадр выполняется дважды, чтобы получить 6 временных окон (40 мс), которые описаны в порядке, который позволяет перспективным подвижным радиостанциям передавать лишь во время появления первого временного окна, а принимать - во вреья появления второго временного окна, сжимая к тому же определенную часть информации, необходимую для представления речевого сигнала, добиваясь тем самым еще одного преимущества.

Согласно фиг. 1 фильтр дуплексора 100 обеспечивает выполнение полной дуплексной операции в аналоговом режиме с разделением сигнальных каналов передачи и приема. Общая антенна подсоединяется к розеточной части соединителя J2, расположенного со стороны радиостанции. Этот соединитель J2 проходит сквозь алюминиевый корпус и подсоединяется напрямую к печатной плате со схемой. Высокочастотный вход к дуплексору 100 идет от усилителя мощности передатчика 117. ВЧ выход от дуплексора 100 выходит к первому ВЧ усилителю 101 схемы приемника.

Схема передачи включает умножитель 113, модулятор I/Q 115, смеситель 116, канальный синтезатор 110, схему регулирования мощности (не показана) и усилитель мощности 117. В данном примере реализации такая схема работает в пределах частотного диапазона от 824,04 до 848,97 МГц. Модуляция осуществляется в модуляторе I/Q 115, несущая частота для которого поступает с выхода, т. е. умножителя 113 с частотой 116,64 МГц. Частота передачи генерируется в результате смешения частот на выходе канального синтезатора 110, которая изменяется буферным усилителем 111 и выходным сигналом модулятора I/Q 115. Модулированный сигнал затем усиливается, проходя сквозь каскад с регулируемым коэффициентом усиления 117а, и отфильтровываются фильтром ТХ перед подачей в линейный усилитель мощности 117с.

Промежуточная частота передатчика ТХ IF номиналом 116,61 МГц генерируется в результате перемножения на коэффициент с помощью умножителя 113 опорного сигнала от генератора опорного или задающего генератора 112.

Схемой управления мощностью передачи (на рисунке нет) можно воспользоваться как схемой регулирования ВЧ мощности с замкнутой цепью обратной связи. Эта схема включает направленный соединитель 118, диодный детектор мощности 119 с диодом температурной компенсации и микроконтроллер 120 вместе со схемами аналого-цифрового преобразования (АЦП), включенными в СпИС 124.

Направленный соединитель 118 производит выборку входного сигнала ВЧ усилителя мощности 117с, поступающего в диодный детектор мощности 119. Выход постоянной составляющей этого детектора 119 компенсируется диодом с температурной зависимостью. Выходом детекторной схемы является напряжение постоянного тока, связанное с уровнем мощности несущей, не зависимое от температуры окружающей среды.

Напряжение постоянного тока от направленного ответвителя 118 поступает в схему АЦП, расположенную в СпИС 124, которая оцифровывает аналоговое напряжение и отсылает его в микроконтроллер 120, где оно может быть усреднено цифровым способом перед компрессией до одного из нескольких желательных опорных уровней, и регулируемое выходное напряжение усилителя мощности 117c приводит напряжение направленного ответвителя 118 к выбранному среднему уровню.

Мощность несущей может быть отрегулирована переменным управляющим напряжением, приложенным к усилителю с АРУ (автоматическим регулированием усиления) 117a, через схему АЦП, расположенную в СпИС 124. Это позволяет уровень ВЧ входного напряжения возбуждения изменять в пределах необходимого диапазона регулирования мощности в линейном усилителе мощности 117c, сохраняя одновременно работу каскадной цепочки передатчика в линейном режиме. Выходной сигнал ВЧ мощности линейного усилителя приблизительно равен 5,5 ватт, соответствующий 3 ваттам в антенном соединителе J2. В случае реализации ручного портативного радиотелефона с двумя режимами работы уровень выходной мощности находится где-то на уровне ниже 0,6 ватт.

Схема приема работает в частотном диапазоне от 869,04 до 893,97 МГц и может быть супергетеродинным приемником с двойным преобразованием с первой промежуточной частотой (ПЧ) 71,04 МГц и второй ПЧ 600 кГц. Канальный синтезатор частот 110 обеспечивает регулировку частоты сигнала первого гетеродина, расположенного с правой стороны схемы приема. Канальный синтезатор частот 110 перестраивается в диапазоне от 940,68 до 965,61 МГц с 30-кГц приращениями.

Схема приемника включает ВЧ усилитель 101, ВЧ полосовой фильтр 102, первый смеситель 103, 71,04-МГц кварцевый фильтр 104, второе сочетание схем задающего генератора, усилителя, смесителя 106 и два вторых ПЧ-фильтров 107, 108.

ВЧ входной сигнал от антенны поступает в приемник через дуплексор (антенный переключатель) 100. Этот сигнал попадает в ВЧ усилитель 101, где он усиливается приблизительно на 16 дБ. Затем сигнал подается на вход фильтра 102 приемника. Дуплексор 100 и фильтр 102 образуют первую схему подавления помех от зеркального канала, которая ограничивает проход частоты канального синтезатора в антенный вход и защищает приемник от перегрузки передаваемым передатчиком сигналом.

Выходной сигнал фильтра приемника 102 поступает в первый смеситель 103, где он смешивается с сигналом от канального генератора 110, поступающим через буферный усилитель 111 и фильтр 105. Выходной сигнал смесителя направляется в первый ПЧ-фильтр 104. Выходной сигнал фильтра появляется в схеме 106, составленной из задающего генератора, усилителя и смесителя, где он преобразуется с понижением частоты в блоке 106 до 600 кГц. После понижающего преобразования сигнал фильтруется двумя фильтрами 107 и 108 и усиливается многокаскадными усилителями 106c и 106d. 600-кГц сигнал имеет фазу и амплитуду, изменяющиеся во времени. Фактически любой радиосигнал вообще может быть представлен с фазой, изменяющейся во времени.

И наоборот, радиосигнал можно рассматривать как сложный вектор, действительная и мнимая составляющие которого изменяются во времени. Для того, чтобы выполнить дискретизацию 600-кГц сигнала ПЧ для последующей цифровой обработки, можно либо разделить его на действительную и мнимую составляющие, которые затем в отдельности преобразуются в цифровую форму (так называемый способ преобразования I, Q), либо можно преобразовать сигнал, связанный с амплитудой, и сигнал, содержащий фазовую информацию (так называемый способ преобразования LOG POLAR). Последний способ используется в предложенном примере реализации настоящего изобретения. Таким образом каскады ПЧ-усилителя 106c, 106d генерируют сигнал, пропорциональный логарифму амплитуды, называемый RSSI (индикация напряженности радиосигнала), и жестко ограниченный 600-кГц сигнал ПЧ, содержащий фазовую информацию, причем оба сигнала поступают в удобной форме для аналого-цифровых преобразователей (АЦП) для цифрового преобразования.

Способ извлечения значений составляющих сложного вектора из радиосигнала LOG POLAR описывается в американском патенте N 5048059, который включен в данную заявку как ссылочный материал. Способу LOG POLAR требуется значение оцифрованного фазового угла радиосигнала (ВЧ). Предложенный способ раскрывается в американском патенте N 5220275. Другим пригодным в данном случае способом является способ, который описывается в американском патенте N 5084669 и оба указанных ранее патента приведены в данной заявке в списке ссылочного материала.

Три типа ЗУ можно использовать в радиостанциях, работающих в двух режимах настоящего изобретения, которые приведены на фиг. 2. Программируемое сверхоперативное ПЗУ 136 объемом 256к x 8 (256 килобит) используется для хранения микропроцессорного кода операции и четырех комплексов кодов операции, которые нужно отыскать и загрузить в ЦПСов 142, 144 в соответствующее время. Существует также электрически стираемое программируемое ПЗУ объемом 8к x 8 (ЭСППЗУ) 134, которое предназначено для параметров, которые может обновить абонент и сохранить во время отключения источника питания, например уровень громкости, наименование и порядковый номер записи и т.д. И наконец статическое ЗУПВ объемом 8к x 8 требуется микропроцессору для использования в качестве сверхоперативной памяти для хранения содержимого после прерывания и т.д.

Резервная часть объема и быстродействующей памяти 136 и памяти ЭСППЗУ предусмотрена для кода "самозагрузки". Этот код будет использован, если и когда радиостанция должна быть загружена совсем новыми программами.

В радиостанции, работающей в двух режимах, имеется два ЦПСов (цифровых процессора сигналов). Один ЦПС 144 выполняет все функции передачи, а другой ЦПС 142 выполняет все функции приема. Каждый ЦПС обеспечивается отдельной специальной тактовой частотой от интерфейса ЦПС типа KATIE 122. Каждый из тактовых сигналов имеет частоту 19,44 МГц. ЦПСов 142, 144 за один цикл внешнего тактового сигнала выполняет одну команду, поэтому они могут работать на частоте 19,44 МГц. Тактовая частота, выбранная с возможностью максимального объединения количества деталей, используемых в аналоговом и цифровом режимах, должна быть производной умножения частот 8,30 и 48,6 кГц. Наименьшая общая частота равна 9,72 МГц, потому что оптимальные тактовые частоты для настоящего изобретения обычно являются производной частоты 9,72 МГц. Частота 19,44 равна выбранному коэффициенту умножения, принятому в предложенном примере реализации настоящего изобретения.

Каждый ЦПС 142, 144 имеет два последовательных порта (многоразрядный вход и выход). Один двусторонний порт в каждом ЦПС используется интерфейсом (микропроцессором 120). Передающий ЦПС 144 разделяет второй порт между данными ИКМ-сигнала микрофона (PCM DSPMIC) и данными передачи ВЧ сигнала (DSPC RXDATAI), а принимающий ЦПС 142 разделяет свой второй порт между данными ИКМ-сигнала громкоговорителя (PCM DSPEAR) и данными приема ВЧ сигнала.

Каждый ЦПС 142, 144 обеспечен ЗУПВ с ПЗУ с программами самозагрузки объемом 2K слова. Оба ЦПС 142, 144 загружаются при включении питания программным обеспечением для обработки аналоговых сигналов при работе по управляющему каналу, что будет раскрыто более подробно далее. Если назначается канал аналоговой речевой связи, то код уже находится в ЦПС 142, 144 для исполнения работы. Если назначается цифровой канал, то оба ЦПС 142, 144 загружаются новым программным обеспечением для работы в режиме цифрового радиосигнала из ЗУПВ 148, 150, которые управляются управляющим ЗУПВ ЦПС 146. В момент окончания цифрового вызова или автоматического переключения на аналоговую сотовую ячейку ЦПС 142, 144 снова загружаются программными средствами работы в режиме аналоговой радиосвязи. Загрузки программных средств в ЦПС идут через главный интерфейс и на высоких скоростях (4,86 МГц).

Главной частью подвижной радиостанции является схемный кристалл СпИС 122 с кодовым наименованием "KATIE" (фиг. 2), который сохраняет всю сложную временную синхронизацию, необходимую для цифрового режима работы. Синхронизация обеспечивается 20-мсек кадром. Определенные события встречаются во время действия каждого из этих кадров, например включение передатчика, включение приемника и т. д. Эти события синхронизируются, т.е. синхронизация включения и выключения управляется генератором тактовых импульсов, включенным в состав микросхемы KATIE, создающего строб-импульсы для различных частей аппаратурных средств.

Вся информация о синхронизации и частоте извлекается из передаваемого базовой радиостанцией сигнала хорошо известным способом. Приемный ЦПС 142 определяет временные и частотные сбои для поступающего сигнала и сообщает о них в микропроцессор 120. Микропроцессор 120 затем перестраивает генератор стробирования и изменяет опорную частоту генератора TCXO (задающий генератор с кварцевой стабилизацией) на соответствующую величину, формируя контур управления частотой второго порядка, реализованного цифровым способом.

Почти все функции радиостанции проходят через или некоторым образом управляются СпИС 122 типа KATIE. Одной из важнейших функций микросхемы 122 типа KATIE является прием выходного опорного потенциального сигнала задающего генератора и формирование тактового сигнала прямоугольной формы, совместимого со схемами транзисторно-транзисторной логики, и нескольких тактовых сигналов, полученных методом деления, для распределения между другими цифровыми устройствами.

Имеется документация (N 10262-RCP 101 637/C) со спецификацией, детально раскрывающей каждый функциональный блок СпИС 122 типа KATIE.

Второй вариант исполнения СпИС типа KATIE микросхема KATARINA включает микропроцессор Z80 и блок управления памятью для расширения адресуемой памяти за пределы 64 Кбайт, а также схемы с пониженным потреблением мощности в резервном состоянии для продления срока службы аккумуляторов. Микросхема KATIE или KATARINA обладает функциями, которые требуются в первую очередь в ручном портативном радиотелефоне, а также функциями, используемыми подвижной (автомобильной) радиостанцией. Эти функции включают управление интерфейсом сканирования состояния малой клавишной панели, формирователем сигналов для индикатора, передаваемых по шине I²C (предназначенной для передачи данных по протоколу обмена между схемами, расположенными на кристалле микросхемы), генератором предупредительного сигнала тональной частоты и некоторыми вспомогательными функциями ввода-вывода данных.

На фиг. 4 представлена функциональная блок-схема СпИС типа KATIE, воспроизводящая главные типы интерфейса сигналов, появляющегося во время различных режимов работы. На фиг. 6 - схематичное изображение микросхемы "ABBIE" и низкочастотных каналов.

Речевой кодек (кодер-декодер) микросхемы ABBIE преобразуют аналоговые речевые сигналы в цифровые сигналы, и наоборот. Согласно настоящему изобретению цифровые речевые сигналы используются даже для реализации режима приема-передачи аналоговых ЧМ сигналов, совместимых со стандартом AMPS (аналоговой радиотелефонной сотовой радиосвязи). Речевой кодек в предложенном примере реализации собран главным образом для использования кодирования дельта-модуляцией с компандированием при дискретизации аналогового сигнала речи. Дельта-модуляция с компандированием использует не ограничение шума, а компандирование (компрессия уровня громкости в одном месте и восстановление его при расширении в другом месте).

Наиболее широко известный принцип компандированной дельта-модуляции называется дельта-модуляцией с плавно изменяемой крутизной или CVSD-модуляцией и был использован в тех практических случаях, где дельта-модуляция с низкой скоростью передачи двоичных символов была конечной формой кодирования, в которой речи была необходима для передачи или хранения. Принято считать, что использование CVSD-модуляции как основы для двоичного АЦП, дискретизирующего с избытком, требующего прореживания входной последовательности импульсов и дискретизации с пониженной частотой отсчетов, должно быть осложнено нелинейностью, присущей процессу компандирования. Так как это невозможно подобно некомпандированной дельта-модуляции, двоичный поток просто фильтруется. Эта проблема разрешается в настоящем изобретении использованием цифрового силлабического слогового фильтра и использованием цифровой величины, полученной в процессе прореживания входной последовательности импульсов.

Кодер речевого сигнала будет описан со ссылкой на фиг. 12. Согласно фиг. 12 входной речевой сигнал фильтруется фильтром нижних частот 180 только с тем, что требуется исключить наложение спектров с тактовой частотой дельта-модуляции. В предложенном примере реализации тактовая частота дельта-модуляции равна либо 200 Кбит/с, либо 240 Кбит/с, причем соответствующий коэффициент дискретизации с избытком равен 25 или 30.

Отфильтрованный речевой сигнал поступает на один из входов компаратора 181, сравнивающий с выходным сигналом главного интегратора 186, подаваемым на второй вход. В предложенном примере реализации главный интегратор составлен из конденсатора, включенного между выходом программируемого генератора тока 185 и заземлением. Программируемый источник тока 185 способен выдавать либо увеличивающееся значение тока, вытекающего из источника тока, изготовленного на базе транзисторов P-типа, либо спадающееся значение тока, вытекающего из источника тока, изготовленного на базе транзисторов N-типа, так, что напряжение на конденсаторе может увеличиваться дискретно или уменьшаться дискретно, которое отслеживает речевой сигнал. Полярность изменения, плюс или минус, определяется обычно компаратором, принимающим решение больше или меньше, которое зарегистрировано каждым тактовым импульсным сигналом времени в первом триггерном каскаде сдвигающего регистра 182. Такое управление выполняется в зависимости от того, получил ли разрешение генератор тока P-типа или N-типа.

Сдвигающий регистр 182 к тому же задерживает передачу решения больше или меньше за счет трех последующих каскадов так, что четвертое из последовательно принятых решений появляется в цифровом силлабическом фильтре 183. В зависимости от характера четырех решений силлабический фильтр либо наращивает 12-битовую величину на один бит или два бита, либо уменьшает это значение на один бит или два бита или оставляет без изменения. Полученное в результате 12-битовое значение представляется ступенчатообразным способом, который будет использован при наращивании или снижении напряжения главного интегратора. Это 12-битовое цифровое представление ступенчатообразной величины используется для программирования уровня тока генераторов тока 185 через 12-разрядный ЦАП 184. В предложенном примере реализации 12-разрядный ЦАП образуется расщеплением 12-разрядного слова на три 4-разрядных полубита, которые используются для регулирования величины тока в трех параллельно включенных генераторах тока, имеющих соотношения токовых величин 1:16:256. Ток от каждого изменяется соответствующим 4-разрядным управляющим полубайтом, который изменяет ширину токового импульса на одно из 16 значений. Главный интегратор таким образом вынужден следовать за речевым сигналом, реализованным в последовательностях, вовсе не равных наращиваемым или спадающим приращениям. Величина приращения задается 12-разрядным выходным сигналом из силлабического фильтра 183, в то время как полярность определяется вариантом принятого решения компаратором. Таким образом 13-разрядная комбинация составляет амплитудно-знаковое представление последовательностей ряда приращений, которые при цифровом интегрировании в прореживающем фильтре 187 будут составлять цифровой отпечаток аналогового напряжения, появляющегося на конденсаторе интегратора 186.

Прореживающий фильтр 187 начинает таким образом с накопления амплитудно-знакового ступенчатообразного представления в цифровом накопителе. Накопитель отслеживает 1/512-ую часть своего собственного значения, вычитаемого из самого себя при каждой итерации, чтобы иметь необходимую величину утечки интегратора, чтобы гарантировать, что эта величина не смещается к одному или другому максимуму. Одна 512-ая часть величины соответствует фильтру высоких частот, имеющему частоту сопряжения около 64 Гц.

Таким образом первая операция силлабического фильтра выражается математическим способом как I_i = 1 - 1/512 I_i - 1 + D_i, где D_i - знаковое приращение.

Выравнивание коэффициента 1 - 1/512 с коэффициентом затухания по экспоненте в течение периода тактового хода T EXP - wT = 1 - 1/512, в результате wT = 1/512, поэтому для T = 1/20000w точно меньше, чем 400 радиан/с, соответствующих 64 Гц.

Второй каскад прореживающего фильтра выполняет вычисление суммы интегрированных значений в пределах величин. Эта сумма потом выводится каждый 8000-Гц период.

Можно показать, что частотная характеристика упомянутого выше прореживающего фильтра соответствует квадратичной функции sin x/x, где x = P_i f/8000 = w/6000, а f является частотой, измеренной в Гц и w также в радиан/с. Это вызывает ослабление на 2,75 дБ на самой высокой частоте речевого сигнала 3,4 кГц. Для того, чтобы скомпенсировать это ослабление, накопитель последнего каскада не обнуляется до момента последующего добавления N значений, а только уменьшается на одну восьмую часть предыдущего результата. В конечном счете это проявляется в подчеркивании самых высоких частот речевого сигнала и поэтому компенсируется спад частотной характеристики sin x/x.

Декодер речевого сигнала является устройством противоположного действия в отношении кодера речевого сигнала. Его функции заключаются в примере потока выборок речевого сигнала, кодированного двоичным способом, со стандартной к примеру частотой следования 8000 выборок/с и в преобразовании их в соответствующую форму колебания аналогового речевого сигнала. Наряду с противоположным характером использования рабочих режимов, обеспечиваемых кодером, настоящее изобретение позволяет декодеру работать в соответствующих альтернативных режимах.

Известное в технике цифроаналоговое преобразование также, как и аналого-цифровое преобразование, использует два основных способа преобразования.

Обычный ЦАП создавался на базе прецизионной резисторной матрицы, например матрицы R-2R, или с использованием дельта- или дельта-сигма-модуляции с избыточным дискретизированием. Известен также третий способ преобразования, использующий широтно-импульсную модуляцию. При потребности 13-разрядной точности и более технология, необходимая для изготовления прецизионных резисторных матриц, может не подойти к созданию больших кремниевых схемных кристаллов микросхем из-за противоречивости требований к технологическому процессу изготовления. Способ компандированной дельта-модуляции с избыточной дискретизацией имеет недостаток в том, что прореживающие фильтры должны работать на высокой скорости вычисления, потребляя больше мощности питания. Поэтому в предложенном примере реализации настоящего изобретения используется компандированная дельта-модуляция, допускающая по существу снижение скорости передачи двоичной информации, в то же самое время сохраняя заданное качество воспроизведения речевого сигнала.

ЦАП, соответствующий настоящему изобретению, изображен на фиг. 13. Входные двоично-кодированные ИКМ-выборки речевого сигнала, поступающие со стандартной скоростью 8000 выборок/с вначале стробируются с повышенной частотой отсчетов, определяемой коэффициентом N, необходимой для быстродействия дельта-модуляции. Способ, используемый в устройстве 190 дискретизации с избыточной частотой отсчетов, является линейной интерполяцией последовательных выборок входного сигнала. Существует компромисс между сложностью реализации способа интерполяции, используемого для избыточной дискретизации, и сложностью аналогового фильтра 195, необходимого для сжатия составляющих, превышающих половину исходной скорости стробирования 8000 Гц. Избыточная дискретизация более высокого порядка должна иметь фильтр нижних частот 195 с более выраженным характером ослабления, однако в предложенном примере реализации, где форма колебания выходного речевого сигнала предназначается для возбуждения головного телефона, было обнаружено, что аналогичные параметры были достигнуты при использовании линейной интерполяции.

Значения, полученные в результате избыточной дискретизации, сравниваются в цифровом компараторе 191 с величиной, полученной в цифровом интеграторе 192, принимая решение на уровне "больше чем" или "меньше чем". Данные решения поступают в цифровой силлабический фильтр 193, генерирующий ступенчатую амплитуду, с помощью которой цифровой интегратор будет наращивать или иметь спад в соответствии со знаком сравнения.

Тем самым значение цифрового интегратора обязано следовать за последовательностью входных значений, полученных с избыточной дискретизацией, представленных в виде восходящих или спадающих приращений.

Аналогичное приращение амплитуды и изменения знака поступает также в аналоговый интегратор 194. Он воспроизводит в аналоговой форме форму колебания, аналогичную описанной цифровым способом последовательностью величин цифрового интегратора. После низкочастотной