Устройство связи и способ подавления помех с помощью адаптивной коррекции в системе связи с расширенным спектром

Реферат

 

Устройство связи, осуществляющее способ приема, такое как мобильная станция для системы связи на основе сигналов с расширенным спектром, включает в себя приемник, имеющий адаптивный корректор, который подавляет помехи в принимаемом сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала. Демодулятор каналов пилот-сигнала демодулирует скорректированный сигнал для получения оценки канала пилот-сигнала. Блок суммирования сравнивает оценку канала пилот-сигнала и предварительно определенную комбинацию данных для получения сигнала ошибки. Демодулятор (108) каналов трафика демодулирует скорректированный сигнал для получения одного или более каналов трафика. Технический результат - повышение эффективности подавления помех. 7 з.п. ф-лы, 8 ил.

Настоящее изобретение относится к системам связи. Более конкретно, настоящее изобретение относится к устройству связи и способу подавления помех с помощью адаптивной коррекции в системе связи с расширенным спектром.

В системе связи с расширенным спектром передачи по нисходящей линии связи от базовой станции к мобильной станции включают в себя канал пилот-сигнала и множество каналов трафика. Канал пилот-сигнала декодируется всеми пользователями. Каждый канал трафика предназначен для декодирования одним пользователем. Поэтому каждый канал трафика кодируется с помощью кода, известного и базовой станции, и мобильной станции. Канал пилот-сигнала кодируется с помощью кода, известного базовой станции и всем мобильным станциям. Кодирование каналов пилот-сигнала и трафика расширяет спектр передач в системе.

Примером системы связи с расширенным спектром является сотовая радиотелефонная система, соответствующая Временному стандарту ВС-95 "Стандарт совместимости мобильной станции и базовой станции для двухрежимной широкополосной сотовой системы с расширенным спектром" ("ВС-95") Ассоциации промышленности электросвязи/Ассоциации электронной промышленности (АПЭ/АЭП). Индивидуальные пользователи в системе используют одну и ту же частоту, но отличаются друг от друга ввиду использования индивидуальных расширяющих кодов. К другим системам с расширенным спектром относятся радиотелефонные системы, работающие на частоте 1900 МГц, обычно называемые цифровыми системами связи - 1900 (ЦСС 1900). В других радио- и радиотелефонных системах также используются методы расширенного спектра.

Стандарт ВС-95 характеризует собой систему связи с множественным доступом с кодовым разделением каналов (МДКР) с прямой модуляцией последовательностью (ПМП). В такой системе передаваемый сигнал расширяется по спектру с помощью псевдослучайного шумового (ПШ) кода. Данные расширяются с использованием элементов ПШ кода, каждый из которых является кодовым элементом расширения спектра минимальной длительности.

В мобильных станциях, предназначенных для использования в системах связи с расширенным спектром, используются многоотводные приемники, представляющие собой разновидность приемника с согласованным фильтром, который включает в себя два или более приемных отводов, независимо принимающих высокочастотные (ВЧ) сигналы. На каждом отводе оценивается коэффициент усиления и фаза канала, и ВЧ-сигналы демодулируются для получения символов переданного трафика. Символы трафика, полученные на отводах приемника, объединяются в блоке объединения символов для формирования принимаемого сигнала.

Многоотводный приемник используют в системах связи с расширенным спектром для объединения составляющих многолучевого распространения и таким образом использовать режим разнесения каналов. Составляющие многолучевого распространения включают в себя составляющие, принимаемые по линии визирования непосредственно от передатчика, и составляющие, отраженные от объектов и местности. Составляющие многолучевого распространения, принимаемые в приемнике, разделены во времени. Разделение во времени или разность по времени обычно составляет порядка нескольких значений длительности элемента ПШ кода. За счет объединения отдельных отводов многоотводного приемника этот приемник реализует режим разнесения каналов.

В общем случае отводы многоотводного приемника выделяются набору наиболее мощных составляющих многолучевого распространения. То есть приемник локализует местные максимумы принимаемого сигнала. Первый отвод выделяется для приема самого мощного сигнала, второй отвод выделяется для приема следующего по мощности сигнала и так далее. Поскольку мощность принимаемых сигналов изменяется вследствие замирания и по другим причинам, изменяется и распределение отводов. После распределения отводов временные положения максимумов медленно изменяются, и эти положения отслеживаются с помощью схем временного слежения в каждом выделенном отводе.

Одним из ограничений, накладываемых на работу приемника системы МДКР с ПМП являются помехи множественного доступа или шум в приемнике. В общем случае существуют два источника помех множественного доступа на прямой линии связи от базовой станции к абонентскому устройству. Первый источник - это многолучевое распространение, исходящее из той же базовой станции или того же сектора той же базовой станции, что и полезный принимаемый сигнал. Многочисленные сигналы трафика, передаваемые из базовой станции, являются ортогональными в передатчике базовой станции ввиду ортогональности кодов Уолша, используемых для наложения кодовой последовательности на сигнал. В многоотводном приемнике помехи вследствие ортогональности принимаемых сигналов трафика полностью подавлены. Однако многолучевое распространение в канале между базовой станцией и приемником нарушает ортогональность кодов Уолша из-за введения временной задержки. В результате этого вносятся помехи множественного доступа.

Вторым источником помех множественного доступа являются помехи из других секторов, как из тех секторов, которые участвуют в процедуре гибкого переключения каналов связи для абонентского устройства, так и из тех, которые не участвуют в данной процедуре. Сигналы, передаваемые из соседних секторов, не ортогональны вне зависимости от канала, так что помехи множественного доступа вносятся в приемник. При таких условиях эффективность многоотводного приемника ограничена помехами множественного доступа.

Таким образом, в данной области техники существует потребность в усовершенствованном способе подавления помех для систем МДКР с ПМП.

Новые признаки настоящего изобретения изложены в прилагаемой формуле изобретения. Изобретение, его дополнительные задачи и преимущества поясняются в нижеследующем описании, иллюстрируемом чертежами, на которых представлено следующее: фиг. 1 - блок-схема первого варианта осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением, фиг. 2 - блок-схема второго варианта осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением, фиг. 3 - блок-схема третьего варианта осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением, фиг. 4 блок-схема системы связи с расширенным спектром, фиг. 5A - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением, фиг. 5B - блок-схема декодера Витерби 520, который можно использовать вместе с приемником, показанным на фиг.5A, фиг. 5C - блок-схема декодера, который можно использовать вместе с приемником 500, показанным на фиг.5A, фиг. 6 - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением, фиг. 7 - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением, фиг. 8 - блок-схема приемника в соответствии с настоящим изобретением.

Согласно фиг. 1 приемник 100 включает в себя блок дискретизации 102, адаптивный корректор 104, блок сжатия 106, демодулятор 108 каналов трафика, демодулятор 110 каналов пилот-сигнала и блок суммирования 112. Приемник 100 принимает сигналы с расширенным спектром на входе 114 и формирует демодулированный канал трафика на выходе 116. В изображенном варианте осуществления приемник 110 пригоден для использования в системе связи МДКР с ПМП согласно стандарту ВС-95 "Стандарт совместимости подвижной станции и базовой станции для двухрежимной широкополосной сотовой системы с расширенным спектром" ("ВС-95") Ассоциации промышленности электросвязи/Ассоциации электронной промышленности (АПЭ/АЭП). Такая система включает в себя множество базовых станций, каждая из которых предоставляет радиотелефонное обслуживание в конкретной географической зоне для мобильных станций в этой зоне. В частности, приемник 100 используется для приема сигналов нисходящей линии связи ВС-95, передаваемых из удаленной базовой станции в мобильную станцию. Однако этот приемник можно применять совместно с любой подходящей системой с расширенным спектром.

Сигналы с расширенным спектром, принимаемые на входе 114, как правило, содержат множество каналов. В системе ВС-95 эти каналы включают в себя канал пилот-сигнала или пилот-сигнал, канал связи поискового вызова и множество каналов трафика или сигналов трафика. Канал пилот-сигнала образует канал управления. Он используется для начальной синхронизации с системой и не содержит данных трафика. Множество каналов, по существу, ортогональны и это означает, что взаимная корреляция между любыми двумя каналами, по существу, равна нулю. Например, в системе ВС-95 нисходящая линия связи содержит до 64-х логических каналов (кодовых каналов). Эти каналы независимы в том, что они передают разные потоки данных. Кодовые каналы модулируются последовательностями из набора 64-х кодов Уолша или кодов Адамара. Канал пилот-сигнала модулируется нулевым кодом Уолша, а каналы трафика - кодами Уолша, известными приемнику 100. Поскольку коды Уолша ортогональны, ортогональны и каналы передачи.

Блок дискретизации 102 преобразует принимаемый сигнал с расширенным спектром в дискретный временной сигнал с заданной частотой дискретизации. В рассматриваемом варианте осуществления частота дискретизации обычно по меньшей мере в два раза превышает частоту следования элементов ПШ-кода, которая для системы ВС-95 составляет 1,2288 мегаэлементов сигнала в секунду, что эквивалентно длительности передачи элемента ПШ-кода около 0,814 мксек/элемент сигнала. Частота передачи элементов ПШ-кода больше, чем частота передачи символов. В ВС-95 это составляет 64 элемента ПШ-кода на символ. Частота дискретизации может в альтернативном случае в четыре или в восемь раз превышать частоту следования элементов ПШ-кода или даже еще больше.

Адаптивный корректор 104 имеет вход 118 для приема сигнала с расширенным спектром и вход 120 для приема сигнала 124 ошибки. Адаптивный корректор подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала 126 на выходе 122. Адаптивный корректор 104 определяется уравнением где Cm, -L m L, - это n коэффициентов блока дискретизации. Адаптивный корректор 104 можно реализовать в виде транс-версального фильтра с импульсной характеристикой конечной длительности или любой другой подходящей структуры. Адаптивный корректор 104 адаптирует коэффициенты фильтра для минимизации среднеквадратической ошибки из-за шума, помех и межсимвольных помех на выходе 122. Адаптация адаптивного корректора 104 запускается сигналом 124 ошибки, который указывает корректору направление, в котором нужно изменять коэффициенты для более точного представления данных на выходе 122. В соответствии с настоящим изобретением адаптивный корректор 104 адаптируется с использованием канала пилот-сигнала, принимаемого приемником 100, и выдает скорректированный сигнал.

Блок сжатия 106 подключен к адаптивному корректору и сжимает скорректированный сигнал 126 в ответ на предварительно определенную расширяющую последовательность. Расширяющая последовательность совместно используется передатчиком, например базовой станцией в сотовой системе связи, и приемником.

Демодулятор 108 каналов трафика демодулирует скорректированный сигнал 126 для получения одного или более каналов трафика. Демодулятор 108 каналов трафика включает в себя блок сжатия 130 и блок суммирования 132. Блок сжатия 130 сжимает скорректированный сигнал путем применения подходящего кода Уолша. Код Уолша точно определяется системой связи, в которой работает приемник 100. Каждому каналу трафика выделяется код Уолша, а параметр идентификации подходящего кода Уолша сообщается приемнику 100, так что приемник может демодулировать выделенный ему канал трафика. Блок суммирования 132 суммирует элементы ПШ-кода на предварительно определенном интервале, например в 64 элемента ПШ-кода, для получения символа демодулированных данных на выходе 116.

Демодулятор 110 каналов пилот-сигнала работает аналогично демодулятору 108 каналов трафика. Демодулятор 110 каналов пилот-сигнала демодулирует скорректированный сигнал для получения оценки канала пилот-сигнала. Демодулятор 110 каналов пилот-сигнала включает в себя блок сжатия 136 и блок суммирования 138. Блок сжатия 136 применяет код Уолша канала пилот-сигнала для сжатия скорректированного сигнала. Как показано на фиг. 1, в системе ВС-95 код Уолша канала пилот-сигнала состоит из значений данных, которые все равны +1, что соответствует нулевому коду Уолша. Сжатые элементы сигнала суммируются в блоке суммирования 138 на предварительно определенном интервале, например в 64 элемента ПШ-кода, для получения оценки пилот-сигнала 140. Как будет описано ниже, блок суммирования может прибавлять любое целое число элементов ПШ-кода, так что адаптивный корректор может адаптироваться при любом целом кратном частоты следования элементов ПШ-кода.

Блок суммирования 112 объединяет оценку пилот-сигнала 140 и предварительно определенную комбинацию данных для формирования сигнала 124 ошибки. Предварительно определенная последовательность данных предпочтительно является той же последовательностью данных, которая образует канал пилот-сигнала. В рассматриваемом варианте осуществления это комбинация, в которой все значения равны +1. Блок суммирования 112 суммирует значения +1 и инверсию оценки пилот-сигнала для формирования сигнала 124 ошибки. Если оценка пилот-сигнала совпадает с предварительно определенной комбинацией данных, сигнал ошибки имеет нулевое значение и настройка или адаптация в адаптивном корректоре 104 не производится. Вместо блока суммирования 112 можно использовать компаратор или другое логическое устройство. Блок суммирования 112 образует генератор сигнала ошибки для получения сигнала ошибки в ответ на оценку канала пилот-сигнала.

Как отмечалось выше, прямой канал или нисходящая линия связи ВС-95 использует ортогональные коды для разделения пилот-сигнала прямой линии связи, каналов связи поискового вызова и трафика. Последствия использования ортогональных кодов Уолша прямой линии связи состоят в том, что коррекция может дать значительные выгоды подавления шума даже при малом отношении сигнала элемента ПШ-кода/шум (ОСШ). Улучшение подавления шума зависит от канала и от отношения дя/Iвя, которое является отношением помех других ячеек к внутриячеечным помехам, не зависит от отношения Eэс/Iвя, которое является отношением энергии элемента сигнала к внутриячееным помехам. Поскольку коды Уолша, передаваемые из требуемой базовой станции или сектора, ортогональны, в приемнике не будут наблюдаться внутриячеечные помехи множественного доступа, если канал не характеризуется многолучевым распространением. Для канала с многолучевым распространением внутриячеечные помехи множественного доступа можно полностью удалить путем инвертирования канала с помощью принудительно обнуляющего корректора. В ситуациях, когда внутриячеечные помехи доминируют над помехами других ячеек и аддитивным белым гауссовским шумом (АБГШ), эффективность линии связи можно повысить на несколько дБ в зависимости от канала.

Инвертирование канала может увеличить аддитивный шум, который является суммой помех других ячеек и фонового АБГШ. Для оптимального взвешивания выгоды уменьшенных внутриячеечных помех относительно затрат на увеличенный шум как из-за помех в других ячейках, так и из-за АБГШ в приемнике 100, используется корректор, минимизирующий критерий минимальной среднеквадратической ошибки (МСКО).

Помехи других ячеек, которые отфильтрованы каналом с многолучевым распространением, появляются в абонентском устройстве в виде небелого шума. Если помехи других ячеек доминируют над внутриячеечными помехами, МСКО-корректор будет подавлять помехи других ячеек ("обеляя" их) и может повысить эффективность на несколько дБ.

Если ни внутриячеечные помехи, ни помехи других ячеек не доминируют, оптимальный корректор зависит как от каналов распространения между требуемой и вносящей помехи ячейками и абонентским устройством, так и от отношения помех других ячеек к внутриячеечным помехам.

ОСШ для приемника 100 можно сравнить с ОСШ для согласованного фильтра, такого как фильтр многоотводного приемника. Ограничение эффективности корректора можно непосредственно оценить вычислением ОСШ для МСКО-корректора с импульсной характеристикой конечной длительности (КИХ).

Пусть { f1} обозначает коэффициенты импульсной характеристики канала от требуемого сектора к мобильной станции, которая включает в себя приемник 100, и F(z) обозначает z-преобразование канала, задаваемое выражением F(z)= f1z-i. МСКО-корректор C(z) для этой задачи определяется в виде где P(z)=F(z)F(1/z), а Iдя/Iвя обозначает отношение помех других ячеек (включая АБГШ) к внутриячеечным помехам.

Отношение энергии элемента ПШ-кода к шуму на выходе 122 МСКО-корректора C(z) определяется как где а Eэс/Nсум отношение энергии элемента ПШ-кода к суммарному шуму в канале. Для сравнения, отношение энергии элемента ПШ-кода к шуму приемника с согласованным фильтром, например многоотводного приемника, определяется как где последовательность { pi} - это обратное z-преобразование P(z). В обоих вышеупомянутых уравнениях предполагалось, что энергия канала {f1} = 1, так что (подразумевая, что ). Кроме того, в обоих вышеупомянутых уравнениях предполагалось, что помехи других ячеек, Iдя, обладают такими же статистическими свойствами, как аддитивный белый гауссовский шум.

Повышение эффективности, достигаемое с помощью МСКО-корректора, не зависит от отношения Eэс/Iвя доли энергии прямой линии связи, выделенной требуемому каналу трафика. В этом состоит отличие от стандартной задачи коррекции для одиночного пользователя, в которой повышение эффективности корректора зависит от отношения сигнал/шум. По этой причине повышение эффективности МСКО-корректора в заданном канале P(z) является только функцией отношения Iдя/Iвя. Повышение эффективности на определяется отношениями сигнала элемента ПШ-кода к шуму двух приемников и определяется как При малых отношениях Iдя/Iвя достижимо существенное повышение эффективности приемника, потому что МСКО-корректор является хорошим приближением принудительно обнуляющего корректора, который подавляет доминирующие внутриячеечные помехи. При больших Iдя/Iвя МСКО-приемник и приемник с согласованным фильтром почти эквивалентны, так что коррекция дает лишь небольшую выгоду в смысле эффективности. Однако это справедливо лишь в случае, если аддитивный гауссовский шум является белым. Аддитивные помехи, присущие помехам других ячеек, отфильтрованным каналом с многолучевым распространением, вообще говоря, являются небелыми, и большой выигрыш по эффективности может быть достигнут путем подавления помех других ячеек с помощью МСКО-корректора.

Как показано на фиг. 1, в соответствии с настоящим изобретением реализован МСКО-корректор, адаптивно использующий пилот-сигнал. В ответ на пилот-сигнал формируется сигнал ошибки, используемый для адаптации адаптивного корректора 104. Можно использовать любой подходящий алгоритм адаптации, например, наименьших средних квадратов (НСК) или рекурсивный алгоритм наименьших средних квадратов (РНСК).

Адаптивный корректор 104 можно адаптировать при любом целом кратном значении частоте следования элементов ПШ-кода. То есть, количество элементов ПШ-кода, суммируемых в блоке суммирования 138, можно выбирать равным любому положительному целому числу. Адаптивное МСКО-решение не зависит (в пределах масштабного коэффициента) от количества элементов ПШ-кода, просуммированных до измерения ошибки. Наблюдаемое отношение сигнал/шум, используемое для измерения ошибки, увеличивается с увеличением количества суммируемых элементов ПШ-кода, тогда как скорость итерации алгоритма уменьшается. Скорость сходимости корректора можно оптимизировать по количеству суммируемых элементов ПШ-кода путем определения наилучшего компромисса между измеряемым ОСШ и скоростью итерации алгоритма адаптации.

Ограничение по количеству вычислений в секунду, накладываемое на корректор, может ограничить максимальную скорость итерации корректора. Если это так, то количество элементов ПШ-кода, просуммированных до измерения ошибки, можно увеличивать до тех пор, пока количество вычислений в секунду, требуемое алгоритмом адаптации, не упадет ниже точно определенного максимума.

Измеренная среднеквадратическая ошибка на фиг. 1 не является истинной среднеквадратической ошибкой, если количество просуммированных элементов ПШ-кода не кратно 64 и интервал, на котором суммируются элементы ПШ-кода, не выровнен с границей кодов Уолша. Причина этого заключается в том, что внутриячеечные помехи можно измерять только на интервале целого числа кодов Уолша. Отличающиеся коды Уолша конкретной длины, например 64, вообще говоря, ортогональны только на этой длине, а не вообще ортогональны на подинтервалах.

В приведенных выше рассуждениях внутриячеечные помехи рассматриваются как аддитивный белый гауссовский шум. Однако помехи из любого конкретного сектора более уместно рассматривать как окрашенный гауссовский шум. Если в канале с многолучевым распространением наблюдаются помехи других ячеек от источника помех одного сектора, то эти помехи больше не являются белыми вследствие формирования спектра, осуществляемого каналом. Пусть канал между другой ячейкой и мобильным приемником имеет импульсную характеристику {qi} и z-преобразование G(z) = giz-i . При таких определениях спектр мощности помех других ячеек принимает вид Iдя ---> Iвя G(z)G(1/z), где предполагается, что канал нормирован, так что Эту задачу, в которой другая ячейка также проходит через канал с многолучевым распространением, можно сделать эквивалентной задаче, рассмотренной выше, путем "обеления" шума из других ячеек за счет использования фильтра G-1(z). Эквивалентный канал, который получается для желаемого сектора, представляется просто как F'(z)=F(z)G-1(z).

Все результаты для МСКО-приемника, приведенные выше, теперь последуют с заменой F(z) на F'(z).

Выражения для эффективности приемника с согласованным фильтром и для повышения эффективности корректора относительно согласованного фильтра должны быть обновлены для небелых помех других ячеек. Эффективность согласованного фильтра может быть модифицирована для небелых помех других ячеек, как показано ниже. Пусть При таком определении ОСШ для приемника с согласованным фильтром определяется как а разность в ОСШ между МСКО-корректором и приемником с согласованным фильтром определяется как где b0 теперь оценивается для F'(z), а не для F(z).

Адаптивный корректор 104 будет автоматически подавлять небелые помехи из других ячеек или секторов. Модификации корректора не требуются.

С точностью до постоянного множителя МСКО-корректор одинаков для всех каналов трафика, передаваемых из одного и того же сектора. Этот результат имеет два важных следствия. Во-первых, корректор можно обучать, используя немодулированный пилот-сигнал, согласно стандарту ВС-95. Во-вторых, в задачах с высокими скоростями передачи данных, когда множество каналов трафика предоставляется одному абоненту, все каналы трафика можно демодулировать, используя один и тот же корректор. Также формально показано, что корректор можно обновлять при любой скорости передачи, кратной скорости передачи элементов сигнала.

Пусть последовательность {ri} обозначает сигнал на входе корректора, показанного на фиг. 1. Эту последовательность можно записать в виде где для j-того канала (кода Уолша) Aj обозначает амплитуду сигнала, bj,k обозначает k-тый символ данных, а последовательность {pj,1) обозначает расширяющую последовательность (здесь расширяющая последовательность состоит из кода Уолша и увеличенной на 215 МСКО-последовательности). Последовательность {f1) обозначает канал между требуемым сектором и мобильным объектом, а последовательность {ni} является стационарной последовательностью гауссовского шума, который, вообще говоря, является небелым. Отметим, что на фиг.1 коррелятор Уолша для канала пилот-сигнала осуществляет суммирование по N элементам сигнала, тогда как коррелятор Уолша для каналов трафика осуществляет суммирование по 64-м элементам сигнала (количество элементов сигнала на бит согласно стандарту ВС-95). Это обобщение коррелятора пилот-сигнала будет использовано при рассмотрении вопроса, связанного с частотой, с которой можно обновлять корректор. Предположим, что полезный сигнал передается по каналу 1 и определяет вектор R длиной L, задаваемый как По определению, МСКО-корректор с вектора длины L минимизирует среднеквадратическую ошибку, задаваемую в виде где надстроечный индекс H используется для обозначения сопряженной транспонированной величины. Вышеупомянутое определение можно использовать, чтобы показать, что МСКО-корректор определяется выражением c = E(RRн)-1 E(R) = -1, где ковариационная матрица имеет размер LxL, а - это вектор длины L с элементами, определяемый как 1/ = E(R1)=NA1f1.

Для системы с МДКРК с ортогональными каналами (такими, как коды Уолша) ковариационная матрица Г определяется выражением: где () - ковариация аддитивной шумовой последовательности {ni}, а используется для обозначения дельта-функции Дирака. Отметим, что, если длина корреляции N равна 64, т.е. числу элементов ПШ-кода на символ, то последнее слагаемое в сумме идентично нулю. Для системы, в которой используются случайные коды (независимо и идентично распределенные последовательности случайных переменных Бернулли), то коэффициент с дельта-функцией, на который умножается последнее слагаемое, исчезает, и ковариационная матрица определяется выражением: Шумовая последовательность { ni} содержит, и белый гауссовский шум спектральной интенсивности N0, и помехи множественного доступа из других секторов. С целью иллюстрации предполагается, что один сектор является источником всех помех множественного доступа не из требуемого сектора. Пусть последовательность {q1} обозначает канал между этим вносящим помехи сектором и абонентским устройством. При такой модели ковариация аддитивной шумовой последовательности {ni} задается как где Bj обозначает амплитуду j-того канала (кода Уолша) из вносящего помехи сектора.

При вышеуказанных определениях среднеквадратическую ошибку на выходе МСКО-корректора с можно записать в виде CKOc= 1-н-1, а отношение сигнал/шум определяется выражением Можно сделать следующие замечания о вышеупомянутом МСКО-корректоре. Во-первых, с точностью до постоянного множителя, МСКО-корректор одинаков для всех каналов трафика. Во-вторых, с точностью до постоянного множителя, МСКО-корректор одинаков для системы с МДКР, в которой используются ортогональные коды (такие, как коды Уолша, согласно стандарту ВС-95), и системы, в которой используются случайные расширяющие коды.

Из первого замечания следует, что для демодуляции всех каналов трафика, принимаемых из конкретного сектора, требуется только один корректор. Кроме того, первое замечание обуславливает, что пилот-сигнал стандарта ВС-95 можно использовать для обучения МСКО-корректора, а в более общем виде, что любой немодулированный канал трафика можно использовать для обучения МСКО-корректора.

Второе замечание важно потому, что оно позволяет проводить адаптацию МСКО-корректора с частотой, отличающейся от частоты следования символов. Если длина корреляции N меньше, чем длина 64 кодов Уолша, то вклад расширяющих кодов, отличающихся от требуемых для интересующего канала, в выходной сигнал больше не будет нулевым и ковариационная матрица Г будет такой же, как для системы с МДКРК и со случайными расширяющими кодами. Таким образом, для любой длины корреляции N, МСКО-корректор для канала пилот-сигнала, с точностью до постоянного множителя, соответствует МСКО-корректору для требуемого канала. Следовательно, при выборе обучения корректора с использованием канала пилот-сигнала корректор можно обновлять с любой частотой, кратной частоте следования элементов ПШ-кода (как на фиг. 1).

Вышеуказанные замечания можно подтвердить с помощью параметра идентификации Шермана-Моррисона. Пусть матрица определяется следующим образом: При таком определении получается, что для ортогональных кодов и что для случайных кодов. В вышеуказанных формулах f - это вектор коэффициентов канала {f1}, а постоянные множители и косвенно определены, как показано. Теперь отметим, что и f не зависят от того, какой канал корректируется (в этом случае - канал 1), или от того, ортогональны ли каналы трафика. Кроме того, ни , ни f не зависят от N - количества объединяемых элементов ПШ-кода.

При вышеуказанных определениях имеем: c = -1 = (+ffн)-1NA1f, где = или в соответствии с тем, ортогональными или случайными являются каналы. При использовании параметра идентификации Шермана-Моррисона это выражение принимает вид: для соответствующих констант и к. Из последнего равенства очевидно, что с точностью до масштабного коэффициента к (который зависит от конкретного канала, количества N объединяемых элементов ПШ-кода и от того, ортогональными или случайными являются коды) МСКО-корректор зависит только от и f. Это завершает доказательство вышеуказанных замечаний.

Постоянный множитель не важен в том смысле, что любой корректор c, отличающийся от МСКО-корректора только положительной постоянной , будет давать выходной сигнал с тем же ОСШ, что и у выходного сигнала МСКО-корректора. Однако, хотя ОСШ выходного сигнала корректора не зависит от постоянного множителя, любой такой масштабный коэффициент все же потенциально важен в двух отношениях. Во-первых, в зависимости от конструкции приемника, неподходящее масштабирование может увеличить требуемый динамический диапазон приемника. Хотя масштабный коэффициент МСКО-корректора каждого канала трафика потенциально отличен, выигрыш обработки, обеспечиваемый любым одним корректором, одинаков для сигналов всех каналов трафика, которые проходят через него. Таким образом, введение корректора в приемник не должно оказывать негативное влияние на аспекты динамического диапазона в тракте сигнала после приемника. Во-вторых, при гибком переключении каналов связи необходимо правильное масштабирование выходного сигнала каждого корректора, чтобы максимизировать ОСШ объединенного результата. Использование приемника, соответствующего настоящему изобретению, в процедуре гибкого переключения каналов связи будет описано ниже в связи с фиг. 2 и 3.

Использованием приемника, такого как приемник 100, включающего в себя адаптивный корректор, обеспечивается важное преимущество. МСКО-корректор одинаков независимо от того, какой канал (код Уолша) демодулируется. Это позволяет адаптивному корректору обучаться и адаптироваться с использованием канала пилот-сигнала. Более того, в некоторых задачах для передачи данных с высокими скоростями передачи данных можно предоставлять несколько кодов Уолша одному пользователю. Поскольку корректор одинаков для всех каналов, пользователь, работающий с высокими скоростями передачи данных, может использовать один и тот же корректор для всех демодулируемых каналов.

На фиг. 2 изображен второй вариант осуществления приемника в соответствии с настоящим изобретением. Приемник 200 включает в себя блок дискретизации 202, первую схему приема 201 и вторую схему приема 203. В этом варианте осуществления приемник предназначен для совместной адаптации двух МСКО-корректоров для мобильной станции в процессе гибкого переключения каналов связи между двумя удаленными приемопередатчиками или базовыми станциями.

Первая схема приема 201 включает в себя первый адаптивный корректор 204, первый блок сжатия 206, первый демодулятор 208 каналов трафика, первый демодулятор 210 каналов пилот-сигнала, первый элемент задержки 212 и элемент усиления 213. Аналогично, вторая схема приема 203 включает в себя второй адаптивный корректор 214, второй блок сжатия 216, второй демодулятор 218 каналов трафика, второй демодулятор 220 каналов пилот-сигнала, второй элемент задержки 222 и элемент усиления 223. Каждая схема приема может быть предназначена для приема сигнала с расширенным спектром от удаленного передатчика, например базовой станции. Кроме того, приемник 200 дополнительно включает в себя блок объединения 224, блок суммирования 226 и блок объединения 228. Принимаемые сигналы объединяются в блоке объединения 228 для дальнейшей обработки.

Каждая из схем приема 201, 203 работает аналогично приемнику 100, показанному на фиг. 1. Блок дискретизации 202 преобразует принимаемый сигнал с расширенным спектром в дискретный временной сигнал с частотой дискретизации, которая является целым кратным частоте следования элементов ПШ-кода, например, в один, два, четыре или восемь раз превышает частоту следования элементов ПШ-кода. В первой схеме приема 201 адаптивный корректор 204 имеет вход 230 для приема сигнала с расширенным спектром и вход 232 для приема сигнала 234 ошибки. Адаптивный корректор 204 подавляет помехи в сигнале с расширенным спектром для получения скорректированного сигнала 236 на выходе 238. Блок сжатия 206 сжимает скорректированный сигнал 236 в ответ на предварительно определенную расширяющую последова