Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно- модулированным сигналом

Способ коррекции комплементарных несущих в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно- модулированным сигналом

Реферат

 

Изобретение относится к радиовещанию и может быть использовано для коррекции демодулированного сигнала в приемнике, предназначенном для работы в системе вещания цифрового сигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом. Способ заключается в том числе и в том, что обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, осуществляют путем интерполяции с использованием коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов. Технический результат - предотвращение потери информации, переносимой сигналами, несимметричными по амплитуде и неантисимметричными по фазе. 4 с. и 23 з.п. ф-лы, 5 ил.

Настоящее изобретение относится к радиовещанию и, в частности, к способам и устройствам для коррекции демодулированного сигнала в приемнике, предназначенного для работы в системе вещания цифрового сигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом.

Уровень техники Возможность вещания аудиосигналов с цифровым кодированием, позволяющая добиться более высокого качества воспроизведения передаваемого аудиосигнала, вызывает повышенный интерес. В этом направлении предложено несколько подходов. Один из таких подходов, изложенный в патенте США 5588022 (WO 95/24781), предусматривает способ синхронного вещания аналоговых и цифровых сигналов на стандартном канале АМ-вещания. Вещание амплитудно-модулированного радиочастотного сигнала производят в первом частотном спектре. Амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал содержит первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы. Одновременно с этим осуществляют вещание на совокупности сигналов несущих с использованием цифровой модуляции в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр. Каждый из сигналов несущих, подлежащих цифровой модуляции, модулируют частью цифрового сигнала программы. Сигналы несущих первой группы, подлежащие цифровой модуляции, размещенные в первом частотном спектре, модулируют в квадратуре по отношению к первому сигналу несущей. Сигналы несущих второй и третьей групп, подлежащие цифровой модуляции, располагающиеся вне первого частотного спектра, модулируют как в фазе, так и в квадратуре по отношению к первому сигналу несущей.

Применительно к системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом, описанной в патенте США 5588022 (WO 95/24781), была выведена форма сигнала, позволяющая достичь достаточно высокой скорости передачи данных посредством цифрового сигнала и, в то же время, избежать перекрестных помех в канале аналогового АМ-сигнала. Для передачи информации посредством многочисленных несущих используется метод мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (МОЧР).

Монофонические детекторы бытовых АМ-радиоприемников реагируют только на огибающую, но не на фазу принимаемого сигнала. С использованием цифровой модуляции многочисленных несущих отпадает необходимость в средстве снижения искажения огибающей, возникающей при передаче группового сигнала. В патенте США 5859876 раскрыт способ снижения искажения огибающей в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом. Определенным несущим цифрового сигнала, частота которых выше частоты несущей аналогового АМ-сигнала, соответствуют несущие цифрового сигнала, частота которых ниже частоты несущей аналогового АМ-сигнала, с таким же частотным сдвигом. Данные и способ модулирования ими верхней несущей цифрового сигнала и соответствующей нижней несущей таковы, что сложение несущих не дает составляющих, синфазных с несущей, аналогового АМ-сигнала. Скомпонованные таким образом пары несущих цифрового сигнала называются комплементарными. Такая конфигурация обеспечивает значительное повышение качества воспроизведения в аналоговом АМ-приемнике цифровоых сигналов вещания, совместимых с АМ-сигналами.

В приемнике цифровой сигнал демодулируют посредством быстрого преобразования Фурье (БПФ). Один возможный способ и соответствующее устройство описаны в патенте США 5633896. В этом патенте раскрыт метод демодуляции, при котором в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом (ВЦА AM), причем для модуляции используется формат мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (МОЧР), благодаря применению двойных процессов быстрого преобразования Фурье к разделенным соответствующим синфазной и квадратурной составляющим принятого цифрового сигнала в формате МОЧР, нежелательные перекрестные помехи между аналоговым сигналом и цифровыми сигналами сводятся к минимуму. Для восстановления данных, передаваемых посредством комплементарных несущих, используют выходной сигнал квадратурного канала, а для восстановления данных, передаваемых посредством некомплементарных несущих, используют сумму сигналов, полученных в результате обработки составляющих.

При наличии динамических изменений характеристики канала принятый сигнал с многочисленными несущими нужно корректировать. Без такой коррекции детектирование сигнала привело бы к значительным искажениям, препятствующим восстановлению информации цифрового сигнала вещания. Корректор повышает возможность восстановления информации цифрового аудиосигнала вещания. Один такой корректор раскрыт в патенте США 5559830 (WO 96/23374). Раскрытый в этом патенте корректор содержит средство приема формы сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом, и сохранения этой формы сигнала в качестве вектора формы сигнала. Затем корректор обрабатывает форму сигнала, умножая вектор формы сигнала на корректирующий вектор. Этот корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, каждому из которых первоначально присваивают заданное значение. Затем корректор сравнивает каждое положение обработанного вектора формы сигнала с сохраненным вектором формы сигнала. Корректор выбирает в качестве сигнала то положение вектора, которое оказывается ближе других к сохраненному вектору формы сигнала. Предпочтительно, корректор содержит средство обновления корректировочных коэффициентов, которое, используя вектор формы сигнала, обработанный вектор формы сигнала и сохраненный вектор формы сигнала, обеспечивает защиту от шума.

В корректорах, представленных в патенте 5633896 и в патенте 5559830 (WO 96/23374), на корректор поступает информация частотной области в виде вектора частотной области. Каждый блок информации частотной области сохраняется в виде массива данных. Этот вектор массива данных умножают на совокупность корректировочных коэффициентов. Полученное произведение представляет собой скорректированный сигнал. Поскольку корректору заранее известно множество точных значений, с ним можно сравнивать каждую ориентацию вектора скорректированного сигнала. В качестве фактического значения сигнала выбирают идеальное значение, ближайшее к заданному ориентацией вектора. Вектор решений сохраняют в массиве решений. Используя принятый сигнал, скорректированный сигнал и массив решений, блок оценки корректировочных коэффициентов вычисляет оценочные значения коэффициентов. Частота обновления коэффициентов определяет защищенность корректора от шума и степень сходимости. Коэффициенты на разных участках диапазона можно обновлять с разной частотой, в зависимости от информации о механизме искажения.

Хотя метод двойного БПФ позволяет улучшить характеристики системы на канале, в котором в частотном диапазоне комплементарных несущих присутствует симметрия по амплитуде и антисимметрия по фазе относительно частоты несущей АМ-сигнала, но на каналах, несимметричных по амплитуде или неантисимметричных по фазе, информация, заключенная в сигналах, несимметричных по амплитуде и неантисимметричных по фазе, в процессе объединения выходных сигналов БПФ комплементарных несущих разрушается, что приводит к формированию неправильного сигнала управления корректором. По этой причине необходим способ демодуляции, позволяющий, в таких обстоятельствах, предотвратить потерю информации, переносимой сигналами, несимметричными по амплитуде и не антисимметричными по фазе.

Задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы создать усовершенствованный способ коррекции и приемники, работающие по этому способу.

Сущность изобретения Настоящее изобретение предлагает способ оценки корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих и, в то же время, позволяет пользоваться преимуществами, которые дает объединение информации выходных сигналов БПФ комплементарных несущих. Способ предусматривает использование информации, передаваемой посредством некомплементарных несущих, для оценки, посредством интерполяции, корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих.

Способ коррекции, отвечающий настоящему изобретению, используется для обработки цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал, характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплиментарные несущие и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплиментарные несущие и располагаются вне первого частотного спектра. Способ заключается в том, что формируют первый сигнал, представляющий синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, формируют второй сигнал, представляющий квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания модуляцией, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, используют первый и второй сигналы в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами, для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и обрабатывают эти преобразованные сигналы путем умножения преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, и отличается тем, что производят обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов.

Изобретение также охватывает работу радиоприемников, в которых применяется вышеописанный способ, и, кроме того, устройство, действующее согласно вышеописанному способу, и радиоприемники, содержащие это устройство.

Краткое описание чертежей Для того, чтобы специалистам в данной области техники была более понятна сущность изобретения, нижеследующее описание снабжено ссылками на прилагаемые чертежи, на которых: фиг. 1 - диаграмма, представляющая составной сигнал, состоящий из цифрового сигнала вещания и аналогового ДМ-сигнала, отвечающий уровню техники, имеющий несущие, размещенные в соответствии с настоящим изобретением; фиг.2 - блок-схема приемника, в состав которого может входить корректор, действующий в соответствии с настоящим изобретением; фиг. 3 - функциональная блок-схема, которая иллюстрирует действие демодулятора и адаптивного корректора в соответствии с настоящим изобретением; фиг.4 и 5 - диаграммы, иллюстрирующие амплитудно-частотные характеристики корректора.

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления Настоящее изобретение предусматривает способ коррекции несущих в сигнале вещания, который содержит аналоговый амплитудно-модулированный сигнал и цифровой сигнал, для передачи которого используется та же схема назначения каналов, что и при существующем вещании аналогового АМ-сигнала. Метод вещания цифрового сигнала на том же канале, который используется для передачи аналогового АМ-сигнала, называется вещанием в полосе частот основного канала (ВПЧОК). Такое вещание осуществляется путем передачи цифровой формы сигнала посредством совокупности несущих, модулированных в формате МОЧР, причем некоторые из них модулированы в квадратуре по отношению к аналоговому АМ-сигналу и размещаются в спектральной области, в которой стандартный АМ-сигнал вещания имеет значительную энергию. Остальные несущие цифрового сигнала модулированы как в фазе, так и в квадратуре по отношению аналоговому АМ-сигналу и размещаются на том же канале, что и аналоговый АМ-сигнал, но в спектральных областях, в которых аналоговый АМ-сигнал не имеет значительной энергии. В Соединенных Штатах, согласно предписанию Федеральной комиссии по связи (ФКС), излучение радиостанций, вещающих в AM-диапазоне, подчиняется маске уровня сигнала, которая задана следующим образом: уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей аналогового сигнала в пределах от 10,2 кГц до 20 кГц, должен быть, по меньшей мере, на 25 дБ ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала, уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей аналогового сигнала в пределах от 20 кГц до 30 кГц, должен быть, по меньшей мере, на 35 дБ ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала, и уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей аналогового сигнала в пределах от 30 кГц до 60 кГц, должен быть, по меньшей мере, на [35 дБ+1 дБ/кГц] ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала.

На фиг.1 представлен спектр сигнала вещания цифрового аудиосигнала и амплитудно-модулированного сигнала, подобного тому, что используется согласно настоящему изобретению. Кривая 10 представляет спектральную характеристику амплитуды стандартного сигнала вещания с амплитудной модуляцией, несущая которого имеет частоту f₀. Маска излучения, предписанная ФКС, представлена позицией 12. Форма сигнала в формате МОЧР образована рядом несущих данных, разнесенных на f₁= 59,53510⁶/(131072) Гц или приблизительно 454 Гц. Первая группа из двадцати четырех несущих, подвергаемых цифровой модуляции, размещается в полосе частот от (f₀-12f₁) до (f₀+12f₁), что иллюстрирует огибающая, обозначенная на фиг.1 позицией 14. Уровень большинства из этих сигналов снижают на 39,4 дБ относительно уровня сигнала немодулированной несущей ДМ-сигнала, чтобы свести к минимуму перекрестные помехи с аналоговым ДМ-сигналом. Для дальнейшего снижения перекрестных помех применяют кодирование этой цифровой информации, которое обеспечивает ортогональность по отношению к форме аналогового АМ-сигнала. Такого рода кодирование называется комплиментарным кодированием (т. е. комплиментарной ДФМН (двоичной фазовой манипуляцией), комплиментарной КФМН (квадратурной фазовой манипуляцией) или комплиментарной 32-ной КДМ (квадратурной амплитудной модуляцией)) и более подробно описано в ранее обсуждавшейся совместно рассматриваемой заявке 08/671252. Модуляцию в формате комплиментарной ДФМН применяют для самой внутренней пары несущих цифрового сигнала, f₀f₁, чтобы способствовать восстановлению синхронизации. Уровни этих несущих задают равными -28 дБс. Все остальные несущие, относящиеся к этой первой группе, имеют уровень -39,8 дБс и модулированы с использованием комплиментарной 32-ной КДМ для скоростей кодирования 48 и 32 кбит/с. 8-ная комплементарная ФМН используется для модуляции несущих в пределах от (f₀-11f₁) до (f₀-2f₁) и от (f₀+2f₁) до (f₀+11f₁) для скорости кодирования 16 кбит/с. Несущие на (f₀-12f₁) и (f₀+12f₁) служат для переноса вспомогательных данных и могут модулироваться с использованием комплиментарной 32-ной КАМ для всех трех скоростей кодирования.

Дополнительные группы несущих цифровых сигналов размещаются вне первой группы. Необходимость в квадратурном соотношении между формами этих цифровых сигналов и аналоговым сигналом снимается за счет ограничения полосы частот аналогового ДМ-сигнала. Несущие второй и третьей групп, охваченные огибающими, соответственно, 16 и 18, можно модулировать с использованием, например, 32-ной КАМ для скоростей 48 и 32 кбит/с и 8-ной ФМН для скорости 16 кбит/с. Для всех скоростей кодирования уровни несущих задают равными -30 дБс.

На фиг. 2 изображена блок-схема приемника, предназначенного для приема составных аналого-цифровых сигналов, представленных на фиг.1. Антенна 110 принимает форму составного сигнала, содержащего цифровой и аналоговый сигналы, и направляет сигнал на обычные входные каскады 112, которые могут включать в себя РЧ-преселектор, усилитель, смеситель и гетеродин. Входные каскады выдают сигнал промежуточной частоты в линию 114. Сигнал промежуточной частоты проходит через схему 116 автоматической регулировки усиления к генератору 118 I/Q сигналов. Генератор I/Q сигналов выдает синфазный сигнал в линию 120 и квадратурный сигнал - в линию 122. Синфазный канал, выводимый в линию 120, поступает на аналого-цифровой преобразователь 124. Аналогично, квадратурный канал, выводимый в линию 122, поступает на другой аналого-цифровой преобразователь 126. Сигналы обратной связи на линиях 120 и 122 используются для управления схемой 116 автоматической регулировки усиления. Сигнал на линии 120 содержит аналоговый АМ-сигнал, который выделяется, как показано, с помощью блока 140, и подается в выходной каскад 142 и, затем, на громкоговоритель 144 или иной выходной блок.

Вспомогательный фильтр 146 верхних частот можно использовать для фильтрации синфазных составляющих на линии 128, чтобы исключить энергию аналогового АМ-сигнала и обеспечить фильтрованный сигнал на линии 148. Если фильтр верхних частот не используется, сигнал на линии 148 такой же, как на линии 128. Демодулятор 150 принимает цифровые сигналы на линиях 148 и 130 и формирует выходные сигналы на линиях 154. Эти выходные сигналы поступают в корректор 156, а затем в блок 158 фильтра скорости передачи данных и декодера данных. Для получения более высоких отношений сигнал-шум (ОСШ) для комплементарных несущих выходные сигналы БПФ для пар комплементарных несущих объединяют. Выходной сигнал декодера данных подают в блок 164 схемы обращенного перемежения и декодера прямого исправления ошибок для повышения целостности данных. Выходной сигнал обращенного перемежителя/схемы прямого исправления ошибок поступает в декодер 166 исходного сигнала. Выходной сигнал декодера исходного сигнала подвергают задержке в схеме 168, чтобы скомпенсировать задержку аналогового сигнала в передатчике и согласовать по времени аналоговый и цифровой сигналы в приемнике. Выходной сигнал схемы 168 задержки преобразуют в аналоговый сигнал с помощью цифроаналогового преобразователя 160, чтобы сформировать сигнал на линии 162, который поступает в выходной каскад 142.

На фиг.3 изображена функциональная блок-схема, которая иллюстрирует работу демодулятора 150 и адаптивного корректора 156 в соответствии с настоящим изобретением. Синфазный (I) и квадратурный (Q) сигналы поступают по линиям 148 и 130 на входы схемы взвешивания финитной функцией и удаления защитного интервала. Эти сигналы можно получать с использованием элементов преобразования с понижением частоты, аналогичным тем, что изображены на фиг. 2. Следует применять такую финитную взвешивающую функцию, чтобы несущие цифрового сигнала оставались ортогональными или, по меньшей мере, степень неортогональности между несущими цифрового сигнала была достаточно мала, чтобы не ухудшать параметры системы. Был разработан способ применения финитной взвешивающей функции, которая сохраняет ортогональность между несущими. Согласно конкретному варианту реализации способа, в передатчике и приемнике применяют финитную взвешивающую функцию, имеющую вид корня из косинуса. Такая финитная взвешивающая функция обеспечивает спад на первых и последних семи выборках из 135 выборок, составляющих период дискретизации. После применения финитной взвешивающей функции в приемнике последние семь выборок складывают с первым семью выборками, причем 129-ю выборку складывают с первой выборкой, 130-ю выборку складывают со второй выборкой и продолжают действовать по этой схеме, пока не прибавят 135-ю выборку к седьмой выборке. Полученные 128 точек поступают в блок БПФ. В некоторых случаях может быть полезно осуществлять операции взвешивания с использованием финитной функции и удаления защитного интервала до обработки посредством фильтра 146 верхних частот. Выходные сигналы схемы 151 взвешивания с использованием финитной функции и удаления защитного интервала поступают в блок БПФ 153. Выходные сигналы блока БПФ поступают по линиям 154 на коэффициентный умножитель 157. Коэффициентный умножитель оперирует с данными частотной области и регулирует амплитуду и фазу каждой несущей, подвергнутой модуляции в формате МОЧР, чтобы компенсировать воздействия канальных возмущений, фильтров в передатчике и приемнике, передающей и приемной антенн и прочих факторов и обработки, оказывающих влияние на амплитуду и фазу сигнала. Блок 178 объединяет, как показано на фиг.3, информацию, переносимую парами комплементарных несущих, выводимую на линии 174 и 176 из коэффициентного умножителя. В конкретном случае, это объединение можно осуществлять путем усреднения данных частотной области для каждой пары комплементарных несущих, при котором для одной из несущих используется с обратным знаком сопряжение данных частотной области. Осуществляемое, таким образом, объединение информации, переносимой комплиментарными несущими, приводит к увеличению отношений сигнал-шум для комплементарных несущих. Эта объединенная информация для комплементарных несущих, равно как и выходные сигналы коэффициентного умножителя на линиях 180 и 182 для некомплементарных несущих, поступают в процессор 184, который определяет, какая из точек частотного многообразия была передана. Эти решения, совместно с ранее скорректированными точками многообразия и предыдущими значениями корректировочных коэффициентов, используются для обновления корректировочных коэффициентов, которое осуществляется на блоке 186. Для обновления корректировочных коэффициентов блок 186 может использовать известный алгоритм, например метод наименьших средних квадратов (МНСК) или рекурсивный метод средних квадратов (РМСК). Выходной сигнал корректора 156, изображенного на фиг.2, может состоять из комбинации выходных сигналов на линиях 174, 176, 180 и 182, или может состоять из выходных сигналов на линиях 185, причем линии 185 содержат решения относительно комплементарных и некомплементарных несущих. В зависимости от типа данных, необходимых для дальнейшей обработки, используются те или иные выходные сигналы, что может, в особенности, определяться типом ПИО, используемого в системе.

В патенте 5559830, выданном 24 сентября 1996 г., описан один режим работы корректора, в котором реализуется алгоритм обновления корректировочных коэффициентов. Настоящее изобретение позволяет улучшить работу корректора и алгоритма обновления корректировочных коэффициентов путем учета эффектов, которые могут возникать, когда для корректировочных коэффициентов не предусмотрена симметрия по модулю или антисимметрия по фазе относительно центральной частоты БПФ.

Если, для удаления аналогового сигнала, синфазный входной сигнал БПФ пропускают через фильтр верхних частот, то выходной сигнал БПФ, к которому применяют алгоритм обновления корректировочных коэффициентов, приобретает определенные свойства симметрии. В частности, поскольку для комплементарных несущих, синфазная составляющая входного сигнала БПФ имеет энергию, близкую к нулю, то выходной сигнал БПФ для комплементарных несущих обладает симметрией, близкой к антиэрмитовой. То же свойство характерно и для выходного сигнала процессора принятия решения по символам для комплементарных несущих. Поскольку в качестве входных сигналов процедуры обновления корректировочных коэффициентов служат эти два антиэрмитовых сигнала, то амплитудно-частотная характеристика корректора должна быть симметричной, а его фазо-частотная характеристика - антисимметричной относительно центральной частоты БПФ. Поэтому корректировочные коэффициенты не будут сходиться к правильным значениям, когда корректировочные коэффициенты должны быть несимметричны по модулю или не антисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ. Фиг. 4 иллюстрирует пример такой ситуации. Для случая, изображенного на фиг. 4, принимаем, что амплитудно-частотная характеристика канала несимметрична относительно центральной частоты БПФ. В действительности, на фиг.4 показана обратная амплитудно-частотная характеристика 188 канала, поскольку именно так должна выглядеть амплитудно-частотная характеристика корректора. На фиг. 4 показана также характеристика 190, которую можно получить на основании амплитуды выходного сигнала корректора. Для наглядности иллюстрируемая характеристика корректора слегка сдвинута вверх, чтобы ее можно было отличить от обратной характеристики канала. Заметим, что в областях 192 и 194, соответствующих некомплементарным несущим, эта характеристика совпадает с обратной характеристикой канала. Однако в области 196, соответствующей комплементарным несущим, характеристика корректора оказывается неверной, поскольку в этой спектральной области она имеет симметричный вид.

Если синфазный сигнал не пропускают через фильтр верхних частот, чтобы устранить аналоговый сигнал до подачи в блок БПФ, то выходной сигнал блока БПФ для некомплементарных несущих зашумляется вследствие просачивания аналогового сигнала в область некомплементарных несущих, ближайших к частоте несущей аналогового АМ-сигнала. Кроме того, когда корректировочные коэффициенты должны обладать симметрией по модулю и антисимметрией по фазе относительно несущей аналогового АМ-сигнала, в отсутствие фильтра верхних частот оценки корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих подвергаются большему зашумлению, чем при использовании фильтра верхних частот. Кроме того, если корректировочные коэффициенты не должны обладать симметрией по модулю и антисимметрией по фазе относительно частоты несущей аналогового АМ-сигнала, то оценивание корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих затрудняется из-за того, что аналоговый сигнал и комплементарные несущие уже не разделяются, соответственно, на синфазные и квадратурные составляющие. Для получения правильных корректировочных коэффициентов в статических условиях, когда требуется, чтобы корректировочные коэффициенты были несимметричны по модулю и не антисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ, можно применять усреднение по большому промежутку времени. Однако канальные возмущения, часто несимметричные по модулю и неантисимметричные по фазе относительно центральной частоты БПФ, происходят произвольно и скоротечно, что не дает возможности скорректировать их путем долговременного усреднения.

Поэтому, вне зависимости от того, используется ли фильтр верхних частот для устранения аналогового сигнала, корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих будут бесполезны, когда идеальные корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих должны быть несимметричны по модулю или неантисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ.

Для исправления этого недостатка можно использовать интерполяцию корректировочных коэффициентов в области комплементарных несущих. При надлежащей настройке управляющих цепей приемника, например схемы автоматической регулировки усиления (АРУ), схемы обнаружения несущей и схемы обнаружения символов, центральной частоте БПФ должны соответствовать известные постоянные амплитуда и фаза. Поэтому информацию, содержащуюся в спектральных областях 192 и 194, располагающихся вне области 196 комплементарных несущих, можно использовать для интерполяции и оценки правильных корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих. Согласно фиг.3, обработка с применением интерполяции осуществляется следующим образом. Коэффициентный умножитель 157 выдает скорректированные сигналы для некомплементарных несущих на линии 180 и 182 и скорректированные сигналы для комплементарных несущих на линии 174 и 176. Процессор 184 решений по символам выводит на линии 187 решения, касающиеся только некомплементарных несущих, в отличие от случая, когда интерполяция не используется и линии 187 содержат решения по комплиментарным несущим. Схема 186 обновления корректировочных коэффициентов обновляет коэффициенты для некомплементарных несущих. Затем коэффициенты для комплементарных несущих обновляются путем интерполяции с использованием известного значения для центральной частоты канала и значений коэффициентов для некомплементарных несущих. На фиг.5 показан пример, когда для определения корректировочных коэффициентов в окрестности центральной частоты канала используется линейная интерполяция. Из графика можно видеть, что, если амплитудно-частотная характеристика 198 канала относительно гладкая, то интерполированные корректировочные коэффициенты близки к идеальным значениям, и амплитудно-частотная характеристика 200 корректора практически совпадает с обратной амплитудно-частотной характеристикой канала.

Возможны некоторые другие варианты интерполяции. Например, значение корректировочного коэффициента для первых несущих, подлежащих МОЧР, лежащих вне области комплементарных несущих, можно использовать для линейной интерполяции от их значений к значению в центре канала. Было обнаружено, что линейная интерполяция дает приемлемые результаты в большинстве случаев, когда спектр сигнала соответствует полосе коммерческого АМ-вещания (от 530 кГц до 1710 кГц), и ширина области комплементарных несущих составляет менее 10 кГц. В качестве альтернативы может оказаться полезным использовать некомплементарные несущие, лежащие дальше от центральной частоты канала, если одна или несколько некомплементарных несущих, лежащих вблизи области комплементарных несущих, подвергаются фильтрации, например, посредством фильтров верхних частот, которые могут использоваться для устранения аналогового сигнала из синфазной составляющей принятого сигнала. Кроме того, в процессе интерполяции можно использовать информацию, переносимую многочисленными некомплементарными несущими. Можно использовать интерполяционные алгоритмы, отличные от линейного. В качестве примеров общеизвестных интерполяционных алгоритмов можно привести интерполяцию с помощью кубического сплайна, полиномиальную интерполяцию, интерполяцию на основе БПФ и аппроксимацию экспоненциальной или логарифмической кривой. Корректировочные коэффициенты для некомплементарных несущих, используемые для интерполяции, и корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих, полученные путем интерполяции, можно усреднять по времени для снижения воздействия шумов. Для снижения воздействия шумов можно также использовать сглаживание по частоте. Вместо интерполяции модулей коэффициентов в линейном масштабе может оказаться предпочтительным интерполировать амплитуды в логарифмическом масштабе. Альтернативно, вместо того чтобы интерполировать модуль и фазу корректировочных коэффициентов, может оказаться полезным интерполировать соответствующие действительные и мнимые составляющие коэффициентов (декартовы координаты), которые также можно использовать для представления корректировочных коэффициентов.

Изобретение предлагает систему для адаптивной коррекции сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом. В вышеприведенном описании изложены определенные предпочтительные варианты осуществления и применения данного изобретения, однако следует понимать, что возможны и другие варианты осуществления изобретения в пределах объема изобретения, определенного в формуле изобретения.

Формула изобретения

1. Способ коррекции цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал, характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал (10) имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы и располагается в первом частотном спектре (14), а вторая и третья группы несущих сигналов, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплементарные сигналы и располагаются вне первого частотного спектра, заключающийся в том, что формируют первый сигнал, представляющий синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, формируют второй сигнал, представляющий квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, используют первый и второй сигналы в качестве действительного и мнимого входных сигналов для быстрого преобразования Фурье, осуществляемого над первым и вторым сигналами, для формирования совокупности преобразованных сигналов, представляющей данные частотной области, и обрабатывают совокупность преобразованных сигналов путем умножения совокупности преобразованных сигналов на корректирующий вектор, причем корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, отличающийся тем, что производят обновление корректировочных коэффициентов, используемых для комплементарных сигналов, путем интерполяции с использованием коэффициентов вектора для некомплементарных сигналов.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что коэффициенты вектора для некомплементарных сигналов интерполируют с использованием линейной интерполяции, интерполяции с помощью кубического сплайна, полиномиальной интерполяции, интерполяции на основе быстрого преобразования Фурье или аппроксимации логарифмической кривой.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что интерполяцию производят с усреднением по времени.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются линейные изменения модуля и фазы коэффициентов как функции частоты.

5. Способ по п.1, отличающийся тем, что результатами интерполяции являются логарифмические изменения модуля коэффициентов.

6. Способ по п.1, отличающийся тем, что интерполяцию осуществляют над модулем и фазой коэффициентов.

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что интерполяцию осуществляют над действительными и мнимыми составляющими коэффициентов.

8. Способ функционирования радиоприемника для приема цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал (10), характеризуемый первым частотным спектром, причем амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал имеет первую несущую, модулированную аналоговым сигналом радиовещательной программы, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот (14), охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплементарные сигналы и располагаются вне первого частотного спектра, заключающийся в том, что принимают цифровой сигнал вещания, совместимый с амплитудно-модулированным сигналом, формируют первый сигнал, представляющий синфазные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, формируют второй сигнал, представляющий квадратурные составляющие цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулиров