Способ и устройство для демодуляции и коррекции сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно- модулированным сигналом

Способ и устройство для демодуляции и коррекции сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудно- модулированным сигналом

Реферат

 

Изобретение относится к радиовещанию и может быть использовано для демодуляции и коррекции сигнала в приемнике, предназначенном для работы в системе вещания цифрового сигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом. Способ заключается в том числе и в том, что вторую совокупность корректировочных коэффициентов, образующих второй корректирующий вектор, используемый для комплементарных несущих, определяют путем интерполяции коэффициентов первой совокупности корректировочных коэффициентов. Изобретение также охватывает функционирование радиоприемников, в которых применяется вышеописанный способ, устройство, действующее согласно вышеописанному способу, и радиоприемники, в которых применяется вышеописанный способ коррекции. Технический результат - предотвращение потери информации, необходимой для правильной коррекции комплементарных несущих. 4 с. и 24 з.п. ф-лы, 5 ил.

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ Настоящее изобретение относится к радиовещанию и, в частности, к способам и устройствам для демодуляции и коррекции сигнала в приемнике, предназначенного для работы в системе вещания цифрового сигнала, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ Возможность вещания аудиосигналов с цифровым кодированием, позволяющая добиться более высокого качества воспроизведения передаваемого аудиосигнала, вызывает повышенный интерес. В этом направлении предложено несколько подходов. Один из таких подходов, изложенный в патенте США 5588022 (WO 95/24781A), предусматривает способ синхронного вещания аналоговых и цифровых сигналов на стандартном канале АМ-вещания. Сигнал вещания содержит амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал, имеющий первый частотный спектр. Амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал содержит первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы. Сигнал также содержит совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр. Каждый из сигналов несущих, подлежащих цифровой модуляции, модулируют частью цифрового сигнала программы. Сигналы несущих первой группы, подлежащие цифровой модуляции, размещенные в первом частотном спектре, модулируют в квадратуре по отношению к первому сигналу несущей. Сигналы несущих второй и третьей групп, подлежащие цифровой модуляции, располагающиеся вне первого частотного спектра, модулируют как в фазе, так и в квадратуре по отношению к первому сигналу несущей.

Применительно к системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с AM-сигналом, описанной в патенте США 5588022 (WO 95/24781A), была выведена форма сигнала, позволяющая достичь оптимальной скорости передачи данных посредством цифрового сигнала и в то же время избежать перекрестных помех с каналом аналогового АМ-сигнала. Для передачи информации посредством многочисленных несущих используется метод мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (МОЧР).

Монофонические детекторы бытовых АМ-радиоприемников реагируют только на огибающую, но не на фазу принимаемого сигнала. С использованием цифровой модуляции многочисленных несущих отпадает необходимость в средстве снижения искажения огибающей, возникающей при передаче группового сигнала. В патенте США 5859876 раскрыт способ снижения искажения огибающей в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом. Определенным несущим цифрового сигнала, частота которых выше частоты несущей аналогового АМ-сигнала, соответствуют несущие цифрового сигнала, частота которых ниже частоты несущей аналогового АМ-сигнала, с таким же частотным сдвигом. Данные и способ модулирования ими верхней несущей цифрового сигнала и соответствующей нижней несущей таковы, что сложение несущих не дает составляющих, синфазных с несущей аналогового АМ-сигнала. Скомпонованные таким образом пары несущих цифрового сигнала называются комплементарными. Несущие, которые не располагаются непосредственно в спектре аналогового сигнала, называются некомплементарными и модулируются в фазе и в квадратуре относительно несущей АМ-сигнала. Такая конфигурация обеспечивает значительное повышение качества воспроизведения в аналоговом АМ-приемнике цифровых сигналов вещания.

На приемнике цифровой сигнал демодулируют посредством быстрого преобразования Фурье (БПФ). Один возможный способ и соответствующее устройство описаны в патенте США 5633896 (WO 97/08877A). В этом патенте раскрыт метод демодуляции, при котором в системе вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с AM-сигналом (ВЦА AM), причем для модуляции используется формат мультиплексирования с ортогональным частотным разделением (МОЧР), благодаря применению двойных процессов быстрого преобразования Фурье к разделенным соответствующим синфазной и квадратурной составляющим принятого цифрового сигнала в формате МОЧР нежелательные перекрестные помехи между аналоговым сигналом и цифровыми сигналами сводятся к минимуму. Для восстановления данных, передаваемых посредством комплементарных несущих, используют выходной сигнал квадратурного канала, а для восстановления данных, передаваемых посредством некомплементарных несущих, используют сумму сигналов, полученных в результате обработки составляющих.

При наличии динамических изменений характеристики канала принятый сигнал с многочисленными несущими нужно корректировать. Без такой коррекции детектирование сигнала привело бы к значительным искажениям, препятствующим восстановлению информации цифрового сигнала вещания. Корректор повышает возможность восстановления информации цифрового аудиосигнала вещания. Один такой корректор раскрыт в патенте США 5559830 (WO 96/23374A). Раскрытый в этом патенте корректор содержит средство приема формы сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с АМ-сигналом, и сохранения этой формы сигнала в качестве вектора формы сигнала. Затем корректор обрабатывает форму сигнала, умножая вектор формы сигнала на корректирующий вектор. Этот корректирующий вектор образован совокупностью корректировочных коэффициентов, каждому из которых первоначально присваивают заданное значение. Затем корректор сравнивает каждое положение обработанного вектора формы сигнала с сохраненным вектором формы сигнала. Корректор выбирает в качестве сигнала то положение вектора, которое оказывается ближе других к сохраненному вектору формы сигнала. Предпочтительно корректор содержит средство обновления корректировочных коэффициентов, которое, используя вектор формы сигнала, обработанный вектор формы сигнала и сохраненный вектор формы сигнала, обеспечивает защиту от шума и реакцию на изменения характеристик канала.

В корректорах, представленных в патенте 5633896 (WO 97/08877 А) и в патенте 5559830 (WO 96/23374 А) в корректор поступает информация частотной области в виде вектора частотной области. Каждый блок информации частотной области сохраняется в виде массива данных. Этот вектор массива данных умножают на совокупность корректировочных коэффициентов. Полученное произведение представляет собой скорректированный сигнал. Поскольку корректору заранее известно множество точных значений, с ним можно сравнивать каждую ориентацию вектора скорректированного сигнала. В качестве фактического значения сигнала выбирают идеальное значение, ближайшее к заданному ориентацией вектора. Вектор решений сохраняют в массиве решений. Используя принятый сигнал, скорректированный сигнал и массив решений, блок оценки корректировочных коэффициентов вычисляет оценочные значения коэффициентов. Для обеспечения защиты от шума оценочные значения корректировочных коэффициентов можно усреднять по времени. Частота обновления коэффициентов определяет защищенность корректора от шума и степень сходимости. Коэффициенты на разных участках диапазона можно обновлять с разной частотой в зависимости от информации о механизме искажения.

Хотя метод двойного БПФ позволяет улучшить характеристики системы на канале, в котором в частотном диапазоне комплементарных несущих присутствует симметрия по амплитуде и антисимметрия по фазе относительно частоты несущей АМ-сигнала, но на каналах, несимметричных по амплитуде или неантисимметричных по фазе, информация, заключенная в сигналах, несимметричных по амплитуде или неантисимметричных по фазе, в процессе, где для получения данных, переносимых посредством комплиментарных несущих, используются только выходные сигналы БПФ квадратурного канала, разрушается, что приводит к формированию неправильного сигнала управления корректором. В публикации WO 00/21228 раскрыт способ коррекции, способный обеспечивать правильные корректировочные коэффициенты в случае, когда корректировочные коэффициенты могут быть несимметричны по модулю или неантисимметричны по фазе.

Для демодуляции некомплементарных несущих может потребоваться применение фильтра верхних частот в отношении синфазной составляющей сигнала для устранения проникновения спектральных составляющих аналогового сигнала при осуществлении БПФ. Однако в случае применения фильтра верхних частот происходит разрушение информации синфазного сигнала, что препятствует правильной коррекции комплементарных несущих цифрового сигнала. Для каналов, на которых в спектральной области аналогового сигнала отсутствует симметрия по амплитуде или антисимметрия по фазе, разрушение информации препятствует правильной коррекции комплементарных несущих цифрового сигнала. Это явление на рассматриваемом здесь канале объясняется не только воздействием среды на распространение сигнала, но также тем, что любой компонент передатчика или приемника влияет на амплитуду и фазу принимаемого сигнала. Настоящее изобретение предусматривает способ демодуляции цифрового сигнала, лишенный недостатков, связанных с проникновением спектральных составляющих аналогового сигнала в область некомплементарных несущих, а также с разрушением информации, необходимой для правильной коррекции комплементарных несущих. Задача настоящего изобретения состоит в том, чтобы создать усовершенствованный способ демодуляции и коррекции и приемники, работающие по этому способу.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ Настоящее изобретение предлагает способ демодуляции и коррекции цифрового сигнала вещания, совместимого с АМ-сигналом. Способ заключается в оценке корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих и в то же время позволяет пользоваться преимуществами, которые дает объединение информации выходных сигналов БПФ комплиментарных несущих. Способ предусматривает использование информации, передаваемой посредством некомплементарных несущих, для оценки посредством интерполяции корректировочных коэффициентов для комплементарных несущих.

Способ демодуляции и коррекции согласно настоящему изобретению используется для обработки цифрового сигнала вещания, совместимого с амплитудно-модулированным сигналом, содержащего амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал, имеющий первую несущую, модулированную аналоговым сигналом программы в первом частотном спектре, совокупность сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, размещенных в полосе частот, охватывающей первый частотный спектр, причем первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержит комплементарные сигналы несущих и располагается в первом частотном спектре, а вторая и третья группы сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, содержат некомплементарные сигналы несущих и располагаются вне первого частотного спектра. Способ заключается в том, что подвергают первому быстрому преобразованию Фурье цифровой сигнал вещания, совместимый с амплитудно-модулированным сигналом, для формирования первого преобразованного сигнала, представляющего некомплементарные несущие; обрабатывают первый преобразованный сигнал для формирования первого скорректированного сигнала путем умножения первого преобразованного сигнала на первый корректирующий вектор, причем первый корректирующий вектор образован первой совокупностью корректировочных коэффициентов; обновляют первую совокупность корректировочных коэффициентов; подвергают второму быстрому преобразованию Фурье цифровой сигнал вещания, совместимый с амплитудно-модудированным сигналом, для формирования второго преобразованного сигнала, представляющего комплементарные несущие; определяют второй корректирующий вектор, образованный второй совокупностью корректировочных коэффициентов, причем вторую совокупность корректировочных коэффициентов определяют путем интерполяции коэффициентов первой совокупности корректировочных коэффициентов и обрабатывают второй преобразованный сигнал для формирования второго скорректированного сигнала путем умножения второго преобразованного сигнала на второй корректирующий вектор.

Изобретение также охватывает функционирование радиоприемников, в которых применяется вышеописанный способ, и, кроме того, устройство, действующее согласно вышеописанному способу, и радиоприемники, в которых применяется вышеописанный способ.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ Для того, чтобы специалистам в данной области техники была более понятна сущность изобретения, нижеследующее описание снабжено ссылками на прилагаемые чертежи, на которых: фиг. 1 - диаграмма, представляющая составной сигнал, состоящий из цифрового сигнала вещания и аналогового АМ-сигнала, отвечающий уровню техники; фиг.2 - блок-схема приемника, в состав которого может входить корректор, действующий в соответствии с настоящим изобретением; фиг. 3 - функциональная блок-схема, которая иллюстрирует действие демодулятора и адаптивного корректора в соответствии с настоящим изобретением; фиг.4а и 4b - векторные диаграммы, иллюстрирующие изобретение; фиг. 5 - диаграмма, иллюстрирующая амплитудно-частотную характеристику корректора.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ Настоящее изобретение предусматривает способ демодуляции и коррекции несущих в сигнале вещания, который содержит аналоговый амплитудно-модулированный сигнал и цифровой сигнал, для передачи которого используется та же схема назначения каналов, что и при существующем аналоговом АМ-вещании. Метод вещания цифрового сигнала на том же канале, который используется для передачи аналогового АМ-сигнала, называется вещанием в полосе частот основного канала (ВПЧОК). Такое вещание осуществляется путем передачи цифровой формы сигнала посредством совокупности несущих, модулированных в формате МОЧР, причем некоторые из них модулированы в квадратуре по отношению к аналоговому АМ-сигналу и размещаются в спектральной области, в которой аналоговый АМ-сигнал вещания имеет значительную энергию. Остальные несущие цифрового сигнала модулированы как в фазе, так и в квадратуре по отношению к аналоговому АМ-сигналу и размещаются на том же канале, что и аналоговый АМ-сигнал, но в спектральных областях, в которых аналоговый АМ-сигнал не имеет значительной энергии. В Соединенных Штатах согласно предписанию Федеральной комиссии по связи (ФКС) излучение радиостанций, вещающих в АМ-диапазоне, подчиняется маске уровня сигнала, которая задана следующим образом: уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей для аналогового сигнала в пределах от 10,2 до 20 кГц должен быть, по меньшей мере, на 25 дБ ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала, уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей для аналогового сигнала в пределах от 20 до 30 кГц должен быть, по меньшей мере, на 35 дБ ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала и уровень излучения в полосах частот, расположенных по обе стороны от несущей для аналогового сигнала в пределах от 30 до 60 кГц должен быть, по меньшей мере, на 35 дБ + 1 дБ/кГц ниже уровня немодулированной несущей аналогового сигнала.

На фиг. 1 представлен спектр сигнала вещания цифрового аудиосигнала и амплитудно-модулированного сигнала, подобного тому, который используется согласно настоящему изобретению. Кривая 10 представляет стандартный сигнал вещания с амплитудной модуляцией, несущая которого имеет частоту f₀. Маска излучения, предписанная ФКС, представлена позицией 12. Форма сигнала в формате МОЧР образована рядом несущих данных, разнесенных на f₁= 59,53510⁶/(131072) Гц или приблизительно 454 Гц. Первая группа из двадцати четырех несущих, подвергаемых цифровой модуляции, размещается в полосе частот от f₀-12f₁ до f₀+12f₁, что иллюстрирует огибающая, обозначенная на фиг. 1 позицией 14. Уровень большинства из этих сигналов снижают на 39,4 дБ относительно уровня сигнала немодулированной несущей АМ-сигнала, чтобы свести к минимуму перекрестные помехи с аналоговым АМ-сигналом. Для дальнейшего снижения перекрестных помех применяют кодирование этой цифровой информации, которое обеспечивает ортогональность по отношению к форме сигнала, отвечающего форме аналогового АМ-сигнала. Такого рода кодирование называется комплементарным кодированием (т.е. комплементарной ДФМН (двоичной фазовой манипуляцией), комплементарной КФМН (квадратурной фазовой манипуляцией) или комплементарной 32-ной КАМ (квадратурной амплитудной модуляцией)) и более подробно описано в ранее обсуждавшейся совместно рассматриваемой заявке 08/671252. Модуляцию в формате комплементарной ДФМН применяют для самой внутренней пары несущих цифрового сигнала f₀f₁, чтобы способствовать восстановлению синхронизации. Уровни этих несущих задают равными -28 дБс. Все остальные несущие, относящиеся к этой первой группе, имеют уровень - 39,8 дБс и модулированы с использованием комплементарной 32-ной КАМ для скоростей кодирования 48 и 32 кбит/с. 8-ная ФМН используется для модуляции несущих в пределах от f₀-11f₁ до f₀-2f₁ и от f₀+2f₁ до f₀+11f₁ для скорости кодирования 16 кбит/с. Несущие на f₀-12f₁ и f₀+12f₁ служат для переноса вспомогательных данных и могут модулироваться с использованием комплементарной 32-й КАМ для всех трех скоростей кодирования.

Дополнительные группы несущих для цифровых сигналов размещаются вне первой группы. Необходимость в квадратурном соотношении между этими формами цифровых сигналов и аналоговым сигналом снимается за счет ограничения полосы частот аналогового АМ-сигнала. Несущие второй и третьей групп, охваченные огибающими соответственно 16 и 18, можно модулировать с использованием, например, 32-ной КАМ для скоростей 48 и 32 кбит/с и 8-ной ФМН для скорости 16 кбит/с. Для всех скоростей кодирования уровни несущих задают равными -30 дБс.

На фиг. 2 изображена блок-схема приемника, предназначенного для приема составных аналого-цифровых сигналов, представленных на фиг.1. Антенна 110 принимает составную форму сигнала, содержащего цифровой и аналоговый сигналы, и направляет сигнал на обычные входные каскады 112, которые могут включать в себя радиочастотный (РЧ) преселектор, усилитель, смеситель и гетеродин. Входные каскады выдают сигнал промежуточной частоты на линию 114. Сигнал промежуточной частоты проходит через схему 116 автоматической регулировки усиления и генератор 118 I/Q сигналов. Генератор I/Q сигналов выдает синфазный сигнал на линию 120 и квадратурный сигнал на линию 122. Синфазный канал, выводимый на линию 120, поступает в аналого-цифровой преобразователь 124. Аналогично, квадратурный канал, выводимый на линию 122, поступает в другой аналого-цифровой преобразователь 126. Сигналы обратной связи на линиях 120 и 122 используются для управления схемой 116 автоматической регулировки усиления. Сигнал на линии 120 содержит аналоговый АМ-сигнал, который выделяется, как показано, с помощью блока 140 и подается в выходной каскад 142 и затем в громкоговоритель 144 или иной выходной блок.

Демодулятор 150 принимает цифровые сигналы на линиях 128 и 130 и формирует выходные сигналы на линиях 154. Эти выходные сигналы поступают в корректор 156, а затем в блок 158 фильтра скорости передачи данных и декодера данных. Для получения более высоких отношений сигнал-шум (ОСШ) для комплементарных несущих выходные сигналы БПФ для пар комплементарных несущих объединяют. Выходной сигнал декодера данных подают в блок 164 схемы снятия перемежения и декодера прямого исправления ошибок для повышения целостности данных. Выходной сигнал обращенного перемежителя/схемы прямого исправления ошибок поступает в декодер 166 исходного сигнала. Выходной сигнал декодера исходного сигнала подвергают задержке в схеме 168 для компенсации задержки аналогового сигнала в передатчике и согласования по времени аналогового и цифрового сигналов на приемнике. Выходной сигнал схемы 168 задержки преобразуют в аналоговый сигнал с помощью цифроаналогового преобразователя 160 для формирования сигнала Q на линии 162, который поступает в выходной каскад 142.

В патенте 5559830, выданном 24 сентября 1996 г., описан один режим работы корректора, в котором реализуется алгоритм обновления корректировочных коэффициентов. Настоящее изобретение позволяет улучшить работу корректора и алгоритма обновления корректировочных коэффициентов путем учета эффектов, которые могут возникать, когда для корректировочных коэффициентов не предусмотрена симметрия по модулю или антисимметрия по фазе относительно центральной частоты БПФ.

На фиг. 3 представлена функциональная блок-схема, иллюстрирующая обработку сигнала, производимую в приемнике в соответствии с настоящим изобретением. Синфазный (I) и квадратурный (Q) сигналы поступают на линии 128 и 130. Эти сигналы можно получать с использованием элементов преобразования с понижением частоты, аналогичным тем, что изображены на фиг.2. Чтобы устранить аналоговый сигнал прежде, чем он попадет в процессор первого быстрого преобразования Фурье (БПФ1), обозначенный как блок 170, можно дополнительно использовать фильтр 174 верхних частот, который отфильтровывает синфазные составляющие сигнала, распространяющегося по линии 128, и таким образом формирует фильтрованный сигнал на линии 148. Сигналы, распространяющиеся по линиям 148 и 130 прежде, чем попасть на БПФ1, проходят обработку в блоке 171 взвешивания финитной функцией и удаления защитного интервала. Следует применять такую финитную взвешивающую функцию, чтобы несущие цифрового сигнала оставались ортогональными или, по меньшей мере, степень неортогональности между несущими цифрового сигнала была достаточно мала, чтобы не ухудшать параметры системы. Был разработан способ применения финитной взвешивающей функции, которая сохраняет ортогональность между несущими. Согласно конкретному варианту реализации способа в передатчике и приемнике применяют финитную взвешивающую функцию, имеющую вид корня из косинуса. Такая финитная взвешивающая функция обеспечивает спад на первых и последних семи выборках из 135 выборок, составляющих период дискретизации. После применения финитной взвешивающей функции в приемнике последние семь выборок суммируют с первыми семью выборками, причем 129-ю выборку складывают с первой выборкой, 130-ю выборку складывают со второй выборкой и продолжают действовать по этой схеме, пока не прибавят 135-ю выборку к седьмой выборке. Полученные 128 точек поступают на БПФ. В некоторых случаях может быть полезно осуществлять операции взвешивания финитной функцией и удаления защитного интервала до обработки посредством фильтра 174 верхних частот. В этом случае операции взвешивания финитной функцией и удаления защитного интервала, осуществляемые посредством схем 171 и 173, можно объединить, чтобы они выполнялись посредством одной схемы.

Устранение аналогового сигнала может понадобиться для предотвращения проникновения спектральных составляющих аналогового сигнала в область синфазной составляющей для некомплементарных несущих. Недостаток этого фильтра верхних частот состоит в том, что информация, необходимая для правильной коррекции и демодуляции комплементарных несущих, может разрушаться, когда на канале отсутствует симметрия по амплитуде или антисимметрия по фазе относительно частоты несущей для аналогового АМ-сигнала. Если для удаления аналогового сигнала синфазный входной сигнал БПФ1 пропускают через фильтр верхних частот, то выходной сигнал БПФ1, к которому применяют алгоритм обновления корректировочных коэффициентов, приобретает определенные свойства симметрии. В частности, поскольку для комплементарных несущих синфазная составляющая входного сигнала БПФ1 имеет энергию, близкую к нулю, то выходной сигнал БПФ1 для комплементарных несущих обладает симметрией, близкой к антиэрмитовой. То же свойство характерно и для выходного сигнала процессора принятия решения по символам для комплементарных несущих. Поскольку в качестве входных сигналов процедуры обновления корректировочных коэффициентов служат эти два антиэрмитовых сигнала, то амплитудно-частотная характеристика корректора должна быть симметричной, а его фазочастотная характеристика - антисимметричной относительно центральной частоты БПФ. Поэтому корректировочные коэффициенты не будут сходиться к правильным значениям, когда корректировочные коэффициенты должны быть несимметричны по модулю или неантисимметричны по фазе относительно центральной частоты БПФ1.

Выходные сигналы БПФ1, соответствующие некомплементарным несущим, поступают по линиям 176 в первый корректор 178. Корректор 178 оперирует с данными частотной области и регулирует амплитуду и фазу каждой несущей, подвергнутой модуляции в формате МОЧР, для компенсации воздействия канальных возмущений, фильтров в передатчике и приемнике, передающей и приемной антенн и прочих факторов обработки, оказывающих влияние на амплитуду и фазу сигнала. Выходные сигналы корректора 178 по линиям 180 поступают в процессор 182 решения по символу, который выдает на линии 184 сигналы, представляющие цифровую информацию, переносимую некомплементарными несущими формы сигнала вещания, совместимого с АМ-сигналом.

Информацию, передаваемую по линиям 176 и 184, используют для обновления коэффициентов, составляющих корректирующий вектор, в корректоре КОР1, которое осуществляется в блоке 186. Коэффициенты, подлежащие применению к комплиментарным несущим, которые обрабатывает корректор КОР2, обозначенный как блок 188, определяют путем интерполяции, которая осуществляется в блоке 190. Входные сигналы 128 и 130 обрабатывают в блоке 173 взвешивания финитной функцией и удаления защитного интервала, после чего подают в процессор быстрого преобразования Фурье БПФ2, который формирует выходные сигналы, соответствующие комплементарным несущим, и эти выходные сигналы поступают в корректор КОР2 по линиям 192. Выходной сигнал корректора 156, изображенного на фиг.2, может представлять собой комбинацию выходных сигналов КОР1 178 и КОР2 188, изображенных на фиг.3, или комбинацию сигналов 184 и 202, изображенных на фиг. 3, в зависимости от того, какого типа данные требуются для последующей обработки, что может в особенности зависеть от типа прямого исправления ошибок (ПИО), используемого в системе. Если требуются выходные сигналы решения по символам, то более высоких отношений сигнал-шум (ОСШ) для комплементарных несущих можно добиться, объединяя выходные сигналы БПФ для пар комплементарных несущих. В частности, данные, переносимые посредством одной из комплементарных несущих, суммируют с сопряженными с обратным знаком данными, переносимыми посредством другой комплементарной несущей, после чего вычисляют среднее значение. Для каждой пары комплементарных несущих, обработанных корректором КОР2, одна из несущих пары подвергается сопряжению с обратным знаком в блоке 194 и суммируется с другой несущей парой посредством сумматоров 196 и 198. Затем процессор 200 символов формирует выходные сигналы, представляющие цифровую информацию, переносимую посредством комплементарных несущих сигнала вещания, совместимого с АМ-сигналом.

На фиг. 4а и 4b изображены векторные диаграммы, которые можно использовать в качестве дополнительной иллюстрации изобретения. На фиг.4а изображена векторная диаграмма передаваемого сигнала. По горизонтальной оси откладывают I-составляющие, а по вертикальной оси - Q-составляющие сигналов. Постоянный уровень несущей АМ-сигнала изображен вектором 204, ориентированным по горизонтальной оси, и векторная диаграмма зафиксирована относительно частоты несущей АМ-сигнала. На фиг.4а изображены также сигналы 206 и 208 двух боковых полос АМ-сигнала. Эти сигналы представляют аналоговый тоновый сигнал. Заметим, что на фиг.4а изображен результирующий сигнал 210, т.е. векторная сумма аналоговых боковых полос. Результирующий сигнал лежит на оси I и остается на оси I в то время, как векторы боковых полос вращаются. На фиг.4а также показаны векторы 212 и 214, представляющие одну пару комплементарных несущих. Результирующий вектор 216 этих несущих лежит на оси Q и остается на оси Q в то время, как векторы комплементарных несущих вращаются.

На фиг. 4b представлена векторная диаграмма в приемнике с учетом того, что канал несимметричен по амплитуде и неантисимметричен по фазе. Можно видеть, что в этом случае энергия результирующего сигнала 216' комплементарной пары 212' и 214' распределена между I- и Q-составляющими. Если устранить I-сигнал на частоте комплементарной пары посредством фильтра верхних частот, изображенного на фиг.3, то сигнал нельзя будет правильно скорректировать и демодулировать. Хотя на фиг. 4а и 4b показана только одна пара комплементарных несущих, вышеприведенные выкладки справедливы для всех комплементарных несущих. Фиг. 4а и 4b демонстрируют и другой эффект, препятствующий правильной демодуляции комплиментарных несущих. Энергия результирующего сигнала 210' аналоговых боковых полос 206' и 208' также распределена между I- и Q-составляющими. Это препятствует правильной демодуляции комплементарных несущих, поскольку некоторая часть энергии аналогового сигнала приходится на Q-составляющую. Поэтому выходной сигнал БПФ1 нельзя использовать для правильной демодуляции комплементарных несущих, когда канал несимметричен по амплитуде и неантисимметричен по фазе. Однако выходной сигнал БПФ1 можно использовать для коррекции и демодуляции некомплементарных несущих. Поскольку на выходе БПФ1 используется только информация, переносимая некомплементарными несущими, необходимо вычислять выходные сигналы только для некомплементарных несущих. Согласно фиг.3 выходной сигнал БПФ1 поступает на первый корректор, обозначенный КОР1. Этот корректор равно, как и второй корректор, обозначенный КОР2, обрабатывают частотные данные и регулируют амплитуду и фазу несущих, модулированных в формате МОЧР, для компенсации воздействия канальных возмущений, фильтров в передатчике и приемнике, передающей и приемной антенн и прочих факторов и обработки, оказывающих влияние на амплитуду и фазу сигнала. Выходной сигнал КОР1 поступает в процессор решения по символам, который определяет, какая из точек частотного многообразия была передана. Эти решения совместно с ранее скорректированными точками многообразия и предыдущими значениями корректировочных коэффициентов используются для обновления корректировочных коэффициентов. Для обновления корректировочных коэффициентов можно использовать известный алгоритм, например метод наименьших средних квадратов (МНСК) или рекурсивный метод средних квадратов (РМСК).

Согласно фиг. 3 БПФ2 используют для получения информации, переносимой комплементарными несущими. I-сигнал, поступающий в БПФ2, не подвергают фильтрации верхних частот и потому на выходе БПФ2 имеется вся информация, необходимая для коррекции и демодуляции комплементарных несущих. Поскольку на выходе БПФ2 используется только информация, переносимая комплементарными несущими, необходимо вычислять только выходные сигналы для комплементарных несущих. Выходной сигнал БПФ2 корректируют посредством КОР2. Согласно фиг.3 для каждой пары комплементарных несущих одну несущую из пары подвергают сопряжению и с обратным знаком с другой несущей из пары. Эту сумму используют для принятия решения по символам для комплементарной пары. Коэффициенты для КОР2 можно обновлять таким же образом, как для КОР1, но наличие аналогового сигнала может приводить к зашумлению оценочных значений коэффициентов. Чтобы обойти этот эффект, можно получать значения корректировочных коэффициентов для КОР2 методом интерполяции с использованием коэффициентов для КОР1. При надлежащей настройке управляющих цепей приемника, например схемы автоматической регулировки усиления (АРУ), схемы обнаружения несущей и схемы обнаружения символов, центральной частоте БПФ должны соответствовать известные постоянные амплитуда и фаза.

На фиг.5 показан пример использования линейной интерполяции для определения корректировочных коэффициентов в области комплементарных несущих. В действительности на фиг.5 показана обратная частотная характеристика 218 канала, поскольку именно так должна выглядеть частотная характеристика корректора. На фиг.5 показана также характеристика 220, которую можно получить на основании модуля выходного сигнала корректора. Для наглядности иллюстрируемая характеристика корректора слегка сдвинута вверх, чтобы ее можно было отличить от обратной характеристики канала. Заметим, что в областях 222 и 224, отвечающих некомплементраным несущим, характеристика корректора совпадает с обратной характеристикой канала. Из графика можно видеть, что, если характеристика 218 канала относительно гладкая, то интерполированные корректировочные коэффициенты близки к идеальным значениям и амплитудно-частотная характеристика 220 корректора практически совпадает с обратной амплитудно-частотной характеристикой канала в области 226 комплементарных несущих.

Возможны некоторые другие варианты интерполяции. Например, значение корректировочного коэффициента для первых несущих, подлежащих МОЧР, лежащих вне области комплиментарных несущих, можно использовать для линейной интерполяции от их значений к значению в центре канала. Было обнаружено, что линейная интерполяция дает приемлемые результаты в большинстве случаев, когда сигнал находится в полосе коммерческого АМ-вещания (от 530 до 1710 кГц), и ширина области комплементарных несущих составляет менее 10 кГц. В качестве альтернативы может оказаться полезным использовать некомплементарные несущие, лежащие дальше от центральной частоты канала, если одна или несколько некомплементарных несущих, лежащих вблизи области комплементарных несущих, подвергаются фильтрации, например, посредством фильтров верхних частот, которые могут использоваться для устранения аналогового сигнала из синфазной составляющей принятого сигнала. Кроме того, в процессе интерполяции можно использовать информацию, переносимую многочисленными некомплементарными несущими. Можно использовать интерполяционные алгоритмы, отличные от линейного. В качестве примеров общеизвестных интерполяционных алгоритмов можно привести интерполяцию с помощью кубического сплайна, полиномиальную интерполяцию, интерполяцию на основе БПФ и аппроксимацию экспоненциальной или логарифмической кривой. Корректировочные коэффициенты для некомплементарных несущих, используемые для интерполяции, и корректировочные коэффициенты для комплементарных несущих, полученные путем интерполяции, можно усреднять по времени для снижения воздействия шумов. Для снижения воздействия шумов можно также использовать сглаживание по частоте. Вместо интерполяции модулей коэффициентов в линейном масштабе может оказаться предпочтительным интерполировать амплитуды в логарифмическом масштабе. Альтернативно вместо того, чтобы интерполировать модуль и фазу корректировочных коэффициентов, может оказаться полезным интерполировать соответствующие действительные и мнимые составляющие коэффициентов (декартовы координаты), которые также можно использовать для представления корректировочных коэффициентов.

Изобретение предлагает систему для демодуляции и адаптивной коррекции сигнала вещания цифрового аудиосигнала, совместимого с амплитудн