Способ оценки отношения "сигнал-шум" цифровых несущих в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с амплитудно-модулированными сигналами

Способ оценки отношения "сигнал-шум" цифровых несущих в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с амплитудно-модулированными сигналами

Реферат

 

Заявленное изобретение относится к радиовещанию. Технический результат - точная оценка отношения “сигнал-шум” в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов. Для этого предложен способ оценки ОСШ для множества несущих, модулированных цифровой информацией, причем такая цифровая информация включает в себя бод данных и бод тестирования, а способ содержит этапы, на которых принимают множество несущих, определяют первое ОСШ для бода данных, определяют второе ОСШ для бода тестирования, сравнивают по меньшей мере одно из первого ОСШ и второго ОСШ с предварительно определенными критериями выбора и выбирают одно из первого и упомянутого второго ОСШ на основании упомянутого этапа сравнения. 2 н. и 14 з.п.ф-лы, 6 ил.

ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Настоящее изобретение относится к радиовещанию, а более конкретно к способам и устройствам для оценки отношения "сигнал-шум" (ОСШ) цифровых несущих в системе широковещательной передачи цифровых сигналов, совместимых с амплитудно-модулированными сигналами.

В настоящее время очевиден растущий интерес к возможности широковещательной передачи аудиосигналов, подвергнутых цифровому кодированию, с целью повышения точности воспроизведения аудиосигнала. Предложено несколько подходов. Один такой подход, изложенный в патенте США №5588022, предусматривает способ одновременной широковещательной передачи аналоговых и цифровых сигналов в стандартном канале широковещательной передачи амплитудно-модулированных (AM) сигналов. Осуществляют широковещательную передачу амплитудно-модулированного радиочастотного сигнала, имеющего первый спектр частот. Амплитудно-модулированный радиочастотный сигнал включает в себя первую несущую, модулированную аналоговым программным сигналом. Одновременно осуществляют широковещательную передачу множества сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, в пределах ширины полосы, которая охватывает первый спектр частот. Каждый из сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, модулируют частью цифрового программного сигнала. Первая группа сигналов несущих, подвергнутых цифровой модуляции, находится в пределах первого спектра частот и модулируется в противофазе с сигналом первой несущей. Вторая и третья группы сигналов, подвергнутых цифровой модуляции, находятся вне первого спектра частот и модулируются как в фазе, так и в противофазе с сигналом первой несущей.

Форма сигнала в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с AM, описанной в патенте США №5588022, охарактеризована как обеспечивающая достаточную информационную пропускную способность для цифрового сигнала с одновременным предотвращением введения перекрестных помех в аналоговый канал АМ сигналов. Множество несущих используются посредством ортогонального частотного уплотнения (ОЧУ) для переноса передаваемой информации.

Монофонические детекторы для потребительских АМ-радиоприемников реагируют только на огибающую, а не на фазу принимаемого сигнала. Ввиду использования множества несущих, подвергнутых цифровой модуляции, существует потребность в средстве для уменьшения искажения огибающей, вызываемого этим гибридным сигналом. В патенте США №5859876, переуступленном обладателю прав на настоящее изобретение, раскрыт способ уменьшения искажения огибающей в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, совместимых с АМ-сигналами. Некоторые цифровые несущие, которые находятся выше частоты аналоговой AM несущей, имеют соответствующую цифровую несущую, которая смещена на равную частоту ниже аналоговой AM несущей. Данные и модуляция, наложенная на верхнюю цифровую несущую и ее эквивалент, таковы, что сигнал, возникающий в результате их суммирования, не имеет составляющей, которая находится в фазе с аналоговой АМ несущей. Пары цифровых несущих, расположенные таким образом, называют комплементарными (дополняющими). Эта конфигурация обеспечивает весьма существенное повышение точности воспроизведения в аналоговый AM прием цифровых широковещательных сигналов, совместимых с AM сигналами.

В приемнике цифровой сигнал демодулируется с использованием быстрого преобразования Фурье (БПФ). Возможный способ и связанное с ним устройство описаны в патенте США №5633896. В этом патенте раскрыт способ демодуляции, который минимизирует нежелательные перекрестные помехи между аналоговым сигналом и цифровыми сигналами в системе широковещательной передачи совместимых с АМ- сигналами (т.е. AM-совместимых) цифровых аудиосигналов, в которой используется формат модуляции с ортогональным частотным уплотнением (формат ОЧУ-модуляции) путем применения процессов двойного быстрого преобразования Фурье на отдельных соответствующих синфазной и квадратурной составляющих принимаемого цифрового сигнала, подвергнутого ОЧУ. Выходной сигнал квадратурного канала используется для восстановления комплементарных данных, а результирующие обработанные сигналы составляющих суммируются для восстановления некомплементарных данных.

Принимаемый сигнал множества несущих требует коррекции в присутствии динамических изменений отклика канала. Без такой коррекции детектировался бы сильно искаженный сигнал и информацию сигнала цифрового вещания невозможно было бы восстановить. Корректор повышает возможности восстановления информации цифрового аудиосигнала широковещательной передачи.Такой корректор раскрыт в патенте США №5559830. Данный корректор включает в себя средство для приема AM совместимого цифрового аудиосигнала широковещательной передачи и запоминания этого сигнала в виде вектора сигнала. Затем корректор обрабатывает этот сигнал путем умножения вектора сигнала на вектор коррекции. Этот вектор коррекции содержит множество коэффициентов корректора, каждый из которых сначала установлен на предварительно определенное значение. Затем корректор сравнивает каждое положение вектора обработанного сигнала с запомненным вектором сигнала. Корректор выбирает в качестве сигнала положение вектора, ближайшее к запомненному вектору сигнала. Корректор предпочтительно включает в себя средство для обновления коэффициентов корректора с использованием вектора сигнала, вектора обработанного сигнала и вектора запомненного сигнала, чтобы обеспечить устойчивость по отношению к шуму и реакцию на изменения в канале распространения.

В корректорах, соответствующих как патенту №5633896, так и патенту №5559830, информация в частотной области представляется в корректор в виде вектора в частотной области. Каждый блок информации в частотной области запоминается в матрице памяти. Этот вектор матрицы памяти умножается на множество коэффициентов корректора. Произведение, получаемое в результате этого умножения, является скорректированным сигналом. В корректоре априори известен набор точных значений, с которыми можно сравнивать каждое положение вектора скорректированного сигнала. Идеальное значение, ближайшее к описанному положением вектора, выбирают в качестве фактического значения сигнала. Вектор решений запоминают в матрице решений. Используя принимаемый сигнал, скорректированный сигнал и матрицу решений, блок оценки коэффициентов корректора вычисляет оценки коэффициентов. Скорость обновления коэффициентов определяет устойчивость корректора по отношению к шуму и скорость сходимости. Коэффициенты в разных частях полосы можно обновлять с разными скоростями в зависимости от знания механизма искажения. Патенты США №№5633896 и 5559830 включены в настоящее описание посредством ссылки.

В одной предложенной системе широковещательной передачи AM совместимого цифрового аудиосигнала (ШП АМСЦА) используется модуляция цифровых несущих с использованием решетчатых кодов. При использовании такой модуляции решетчатым кодом можно повысить эффективность приемника или ОСШ принимаемого сигнала используется при решетчатом декодировании. Это особенно справедливо в системах ОЧУ, где ОСШ для некоторых несущих может значительно отличаться от ОСШ для других несущих из-за частотно-избирательного замирания или помехи, которая негативно влияет только на часть полосы частот. Следовательно, существует потребность в точных оценках ОСШ в системах внутриполостной поканальной широковещательной передачи цифровых аудиосигналов (системах ВПШП ЦА), в которых используется ортогональное частотное мультиплексирование.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В настоящем изобретении предложен способ оценки ОСШ для множества несущих, модулированных цифровой информацией, причем цифровая информация включает в себя бод данных и бод тестирования, причем способ содержит этапы, на которых принимают множество несущих, определяют первое ОСШ для бода данных, определяют второе ОСШ для бода тестирования, сравнивают по меньшей мере одно из первого и второго ОСШ с предварительно определенными критериями выбора и выбирают одно из первого и второго ОСШ на основании этапа сравнения.

В предпочтительном конкретном варианте осуществления обрабатывают несущие для получения выходного сигнала корректора для каждой из несущих и обрабатывают выходной сигнал корректора для получения символьного решения для каждой из несущих. Выходной сигнал корректора вычитают из символьного решения, когда принимают бод данных, для получения первого значения разности, и возводят в квадрат это первое значение разности для получения оценки первого ОСШ. Выходной сигнал корректора также вычитают из предварительно определенных данных тестирования, когда принимают бод тестирования, для получения второго значения разности и возводят в квадрат это второе значение разности для получения оценки второго ОСШ.

Изобретение также относится к функционированию радиочастотных приемников с использованием вышеупомянутого способа, а также к устройству, которое реализует вышеупомянутый способ, и к радиочастотным приемникам, которые включают в себя это устройство.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Изобретение поясняется в последующем в описании со ссылками на прилагаемые чертежи, на которых представлено следующее:

фиг.1 - графическое представление известного составного аналогового амплитудно-модулированного и цифрового сигнала широковещательной передачи,

фиг.2 - блок-схема приемника, обеспечивающего оценку ОСШ согласно этому изобретению,

фиг.3 - функциональная блок-схема, которая иллюстрирует работу демодулятора и адаптивного корректора с использованием способа оценки ОСШ согласно этому изобретению,

фиг.4 - функциональная блок-схема, которая иллюстрирует способ оценки ОСШ согласно этому изобретению, и

фиг.5 и 6 - диаграммы, изображающие спектральные плотности мощности для сценариев взаимных помех в случае совпадающих по полосе канальных цифровых широковещательных аудиосигналов, которые можно обрабатывать с использованием способа и устройства согласно этому изобретению.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Система гибридной внутриполосной поканальной широковещательной передачи (ВПШП) цифровых аудиосигналов позволяет осуществлять одновременную передачу аналоговых и подвергнутых цифровому кодированию аудиосигналов в одном и том же канале. Передаваемый сигнал включает в себя текущий аналоговый AM сигнал, полоса которого ограничена шириной полосы аудиочастот примерно 5 кГц, и цифровые несущие, которые разнесены примерно на ±15 кГц от АМ-несущей. В дополнение к передаче аудиосигналов, подвергнутых цифровому кодированию, цифровые несущие также периодически переносят известные данные, называемые обучающей (тестовой) последовательностью. Эту трансляцию осуществляют, передавая цифровой сигнал посредством несущих, подвергнутых ортогональной частотной модуляции (ОЧМ), причем некоторые из них модулированы в квадратуре с аналоговым AM сигналом и расположены внутри области спектра, где стандартный AM широковещательный сигнал обладает значительной энергией. Остальные цифровые несущие модулированы как синфазно, так и в квадратуре с аналоговым АМ-сигналом и расположены в том же канале, что и аналоговый АМ-сигнал, но в областях спектра, где аналоговый АМ-сигнал не обладает значительной энергией. В Соединенных Штатах излучения станций АМ-вещания ограничены в соответствии с инструкциями Федеральной комиссии связи (ФКС) и должны находиться в пределах маски уровня сигнала, определенной таким образом, что излучения от 10,2 до 20 кГц, удаленные от уровня аналоговой несущей, должны затухать по меньшей мере на 25 дБ ниже уровня немодулированной аналоговой несущей, излучения от 20 до 30 кГц должны затухать по меньшей мере на 35 дБ ниже уровня немодулированной аналоговой несущей, а излучения от 30 до 60 кГц, удаленные от аналоговой несущей, должны затухать по меньшей мере на [35 дБ + 1 дБ/кГц] ниже уровня немодулированной аналоговой несущей.

На фиг.1 показан спектр AM цифрового аудиосигнала широковещательной передачи того типа, который можно использовать в данном изобретении. Кривая 10 представляет амплитудный спектр стандартного широковещательного амплитудно-модулированного сигнала, при этом несущая имеет частоту f₀. Маска излучений ФКС представлена позицией 12. Сигнал, подвергнутый ортогональной частотной модуляции (ОЧМ- сигнал), состоит из ряда информационных несущих, разделенных интервалами f₁=59,53510⁶/(131072) или примерно 454 Гц. Первая группа из двадцати четырех несущих, подвергнутых цифровой модуляции, расположена в пределах полосы частот от (f₀-12f₁) до (f₀+12f₁), что иллюстрирует огибающая, которая обозначена позицией 14 на фиг.1. Большинство этих сигналов 39,4 дБ ниже, чем уровень сигнала немодулированной ДМ несущей, чтобы минимизировать перекрестную помеху по отношению к аналоговому ДМ сигналу. Перекрестную помеху также уменьшают путем кодирования цифровой информации способом, который гарантирует ортогональность с аналоговым ДМ сигналом. Этот тип кодирования называется комплиментарным (дополняющим) кодированием (т.е. комплиментарной двухпозиционной фазовой манипуляцией (комплиментарной ДФМн), комплиментарной четырехпозиционной фазовой манипуляцией (комплиментарной ЧФМн) или комплиментарной тридцатидвухпозиционной квадратурной амплитудной модуляцией (комплиментарной 32-КАМ) и более подробно описан в патенте США №5859876, рассмотренном выше. Комплиментарную модуляцию с ДФМн применяют на паре цифровых несущих (f₀±1f₁), ближайших к середине полосы, чтобы облегчить восстановление синхронизации. Эти несущие заданы на уровне -28 дБ по шкале С шумомера. Все остальные несущие в этой первой группе имеют уровень -39,4 дБ по шкале С шумомера и модулированы с использованием комплиментарной 32-КАМ для скоростей кодирования 48 и 32 килобит в секунду (кбит/с). Комплиментарную модуляцию с 8-позиционной фазовой манипуляцией (ФМн) используют для несущих, находящихся в диапазоне от (f₀-11f₁) до (f₀-2f₁) и от (f₀+2f₁) до (f₀+11f₁) при скорости кодирования 16 кбит/с. При всех трех скоростях кодирования несущие на частотах (f₀-12f₁) до (f₀+12f₁) несут дополнительные данные и могут быть модулированы с использованием комплиментарной 32-КАМ.

Дополнительные группы цифровых несущих находятся вне первой группы. Необходимость того, чтобы эти цифровые сигналы были в квадратуре с аналоговым сигналом, исключается путем ограничения ширины полосы аналогового AM сигнала. Несущие во второй и третьей группах, охватываемые огибающими 16 и 18 соответственно, можно модулировать с помощью, например, 32-КАМ для скоростей 48 и 32 кбит/с и с помощью 8-позиционной ФМн для скорости 16 кбит/с. Несущие устанавливают на уровнях -30 дБ по шкале С шумомера для всех скоростей кодирования.

На фиг. 2 представлена блок-схема приемника, разработанного для приема составных цифровых и аналоговых сигналов, показанных на фиг. 1. Антенна 110 принимает составной сигнал, содержащий цифровой и аналоговый сигналы, и пропускает этот сигнал на обычные входные каскады 112, которые могут включать в себя радиочастотный преселектор, усилитель, смеситель и гетеродин. В линии 114 с помощью входных каскадов вырабатывается сигнал промежуточной частоты. Этот сигнал промежуточной частоты проходит через схему 116 автоматической регулировки усиления в генератор 118 синфазного и квадратурного сигналов (I- и Q-сигналов). Генератор I- и Q-сигналов выдает синфазный сигнал по шине 120 и квадратурный сигнал в линию 122. Выходной сигнал синфазного канала по линии 120 вводится в аналого-цифровой преобразователь 124. Аналогично, выходной сигнал квадратурного канала по линии 122 вводится в другой аналого-цифровой преобразователь 126. Сигналы обратной связи в линиях 120 и 122 используются для регулирования схемы 16 автоматической регулировки усиления. Сигнал в линии 120 включает в себя аналоговый AM сигнал, который выделяется, как показано на чертеже, блоком 140 и пропускается в выходной каскад 142, а затем - в динамик 144 или другое выходное устройство.

Для фильтрации синфазных составляющих, проходящих по линии 128, с целью исключения энергии аналогового АМ-сигнала и выдачи отфильтрованного сигнала в линию 148 можно использовать дополнительный фильтр 146 верхних частот. Если фильтр верхних частот не используется, сигнал в линии 148 является таким же, как в линии 128. Демодулятор 150 принимает цифровые сигналы по линиям 148 и 130 и выдает выходные сигналы в линии 154. Эти выходные сигналы передаются в корректор 156 и в переключатель 158. Чтобы получить большие отношения "сигнал-шум" (ОСШ) для комплементарных несущих, объединяют выходные сигналы схем быстрого преобразования Фурье (БПФ) для пар комплементарных несущих. Выходной сигнал переключателя посылается в блок 164 обращенного перемежения и декодера прямого исправления ошибок, чтобы улучшить целостность данных. Выходной сигнал этого блока обращенного перемежения и исправления ошибок пропускается в декодер 166 источника. Выходной сигнал декодера источника задерживается схемой 168 для компенсации задержки аналогового сигнала в передатчике и для синхронизации аналогового и цифрового сигналов в приемнике. Выходной сигнал схемы 168 задержки преобразуется в аналоговый сигнал цифроаналоговым преобразователем 160 для получения сигнала в линии 162, ведущей к выходному каскаду 142. Дополнительные особенности управления обеспечиваются процессором 163 управления режимом и синхронизации данных и блоком 165 нормальной и/или тестовой синхронизации. Процессор 163 управления режимом и синхронизации данных обрабатывает информацию управления и определяет скорость декодирования аудиосигналов, а также границы внутреннего перемежителя. Блок нормальной и/или тестовой синхронизации определяет, является ли принимаемый бод нормальным бодом или тестовым бодом.

На фиг.3 представлена функциональная блок-схема, которая иллюстрирует работу демодулятора 150 и адаптивного корректора 156 в соответствии с настоящим изобретением. Оценки ОСШ можно использовать для регулирования коэффициентов сходимости корректора, чтобы обеспечить быстрый отклик на изменения в канале, когда ОСШ является большим, и робастность (устойчивость) к шуму, когда ОСШ является малым. Кроме того, оценки ОСШ можно использовать при обработке исправления ошибок для получения улучшенной рабочей характеристики. Как синфазный (I), так и квадратурный (Q) сигналы выдаются по линиям 148 и 130 в качестве входных сигналов на схему 170 формирования окна и удаления защитного интервала. Эти сигналы могут вырабатываться с использованием элементов преобразования с понижением частоты, аналогичных тем, которые показаны на фиг. 2. Окно должно применяться так, чтобы цифровые несущие оставались ортогональными или чтобы недостаток ортогональности между цифровыми несущими был по меньшей мере достаточно малым, чтобы не влиять на рабочую характеристику системы. I- и Q-сигналы синхронизированы с интервалами передаваемых бодов, и каждый бод вводится в схему 172 БПФ. В некоторых случаях может оказаться выгодным осуществление операций формирования окна и удаления защитной полосы перед обработкой посредством фильтра 146 верхних частот. Выходные сигналы из схемы 170 формирования окна и удаления защитного интервала вводятся в схему 172 БПФ, выходной сигнал которого по линиям 154 вводится в блок 174 умножения на коэффициенты. Блок умножения на коэффициенты регулирует амплитуду и фазу данных для каждой цифровой несущей, чтобы компенсировать канальные эффекты, фильтрацию в передатчике и приемнике, а также другие факторы, которые могут негативно повлиять на амплитуду и фазу принимаемой цифровой информации. Выходной сигнал блока умножения на коэффициенты используется для принятия символьных решений, определяющих точку совокупности, соответствующей переданным данным. Процессор 176 определяет, какая из точек совокупности в частотной области соответствовала переданным данным. Эти решения вместе с предварительно скорректированными точками совокупности и предыдущими значениями коэффициентов корректора используются для обновления коэффициентов корректора, что показано с помощью блока 178. Блок 178 может использовать известный алгоритм, такой как алгоритм наименьших средних квадратов (НСК) или алгоритм рекурсивных наименьших квадратов (РНК) для обновления коэффициентов корректора.

Это изобретение применимо, в частности, к приемникам, в которых используется решетчатая кодовая модуляция (решетчатое кодирование) и которые используют ОСШ для информации на входе решетчатого декодера. Изобретение включает в себя способ, при котором вычисляют две оценки ОСШ для несущих в системе широковещательной передачи цифровых аудиосигналов, подвергнутых ОЧМ, при этом одну оценку вычисляют на основании принимаемой аудиоинформации, подвергнутой цифровому кодированию, и одну - на основании принимаемых тестовых последовательностей. Выбирают более надежную из оценок ОСШ и используют ее, чтобы осуществить проверку гипотез для типичных сценариев помех и, возможно, улучшить оценки с тем, чтобы можно было использовать более надежные оценки в решетчатом декодере. Более надежную оценку также можно использовать, чтобы задать коэффициенты сходимости в корректоре.

В патенте США №5559830 описан режим работы для корректора, имеющего алгоритм обновления коэффициентов корректора. Настоящее изобретение обеспечивает улучшение работы корректора и алгоритма обновления коэффициентов корректора путем оценивания ОСШ, как показано в блоке 180. Блок 182 показывает, что оценки ОСШ используются для настройки коэффициента сходимости. Оценки ОСШ также можно использовать для улучшения обработки исправления ошибок. Исправление ошибок, при которой используются сверточные или турбокоды и решетчатая кодовая модуляция, представляет собой примеры случаев, когда оценки ОСШ можно использовать для повышения эффективности исправления ошибок. Как показано на фиг.2 и 3, оценки ОСШ несущих из блока 180 вводятся в переключатель 158. Блок 165 определяет, что текущий бод является нормальным бодом, переключатель пропускает оценки ОСШ несущих в блок 164 обращенного перемежения и обработки путем БПФ.

Как показано на фиг.3, информация о символьных решениях и данные скорректированной частотной области используются для оценивания ОСШ для цифровых несущих. Операция обработки оценок ОСШ несущих подробно проиллюстрирована на фиг.4. Для каждой цифровой несущей выходной сигнал корректора, показанный как подаваемый по линиям 184 и 186, вычитается из символьных решений, подаваемых по линиям 188 и 190, когда происходит прием нормального бода данных путем замыкания переключателей 192 и 194, или из известной тестовой информации, подаваемой по линиям 196 и 198, когда происходит прием тестового бода путем замыкания переключателей 200 и 202. Результат этого вычитания, который является нормой векторов "а" и "b", возводится в квадрат, чтобы получить оценку мощности шума, как показано в блоках 204, 206, 208 и 210. Отметим, что, когда символьные решения являются правильными, как будет в случае, когда ОСШ принимаемого сигнала является большим, информация из нормального бода данных приводит к хорошей оценке ОСШ. Вместе с тем, когда символьные решения не являются правильными, информация из нормального бода данных может быть ненадежной и лишь информация из тестового бода приводит к хорошей оценке ОСШ. Однако, поскольку информация из нормального бода данных передается чаще, чем информация из тестового бода, желательно использовать информацию из нормального бода данных, когда это возможно. Информация из нормального бода и тестового бода фактически оценивает мощность шума, но если цифровые несущие передаются с постоянной средней мощностью, то ОСШ можно определить путем нормализации оценки мощности шума. Как показано на фиг.4, можно использовать фильтры 212, 214, 216 и 218 нижних частот для сглаживания оценок ОСШ. Параметры фильтра нижних частот можно настраивать таким образом, что ширина полосы фильтра нижних частот будет уменьшаться с увеличением количества оценок ОСШ. После фильтрации нижних частот оценки ОСШ для нормального бода и тестового бода из всех несущих вводятся в схему 220 проверки гипотез.

Схема 220 проверки гипотез обрабатывает информацию ОСШ, определяет наиболее вероятный сценарий помех на основании известных сценариев в полосе AM сигналов и может улучшать эти оценки на основании наиболее вероятного сценария помех. Одним из наиболее вероятных сценариев является сценарий помехи по второму соседнему каналу. На фиг.5 показано спектральное перекрытие, которое возникает, когда присутствует второй соседний мешающий гибридный цифровой аудиосигнал 222 широковещательной передачи, имеющий меньшую частоту. Как можно заметить, цифровые несущие из мешающего сигнала 222 перекрывают цифровые несущие из желательного гибридного цифрового аудиосигнала 224 широковещательной передачи в области 226 от примерно -15 кГц до примерно -5 кГц. Разработан и смоделирован тест гипотезы для установления наличия помехи по второму соседнему каналу. Тест обрабатывает оценки ОСШ в двух группах шириной примерно 10 кГц, причем эти две группы находятся в диапазонах от примерно -15 кГц до примерно -5 кГц и от примерно 5 кГц до примерно 15 кГц, чтобы обнаружить второй соседний источник помех, частота которой ниже или выше соответственно. Для каждой области вычисляют среднее ОСШ в децибелах. Если средний уровень меньше предварительно заданного порога, то используют оцененное ОСШ из тестового бода для всех несущих в этой области, потому что оцененное ОСШ из нормального бода может быть неточным. И, наоборот, если средний уровень больше предварительно заданного порога, то используют оценки ОСШ из нормального бода. Преимущество сравнения среднего ОСШ по области шириной 10 кГц с порогом вместо сравнения каждой несущей с порогом заключается в том, что в присутствии второго соседнего источника помех среднее значение по области шириной 10 кГц дает оценку ОСШ с меньшей дисперсией.

Аналогичные тесты гипотез можно разработать для других типичных сценариев помех, таких как помеха по третьему соседнему каналу, помеха по первому соседнему каналу и помеха по основному каналу. Например, на фиг. 6 показано перекрытие спектров, которое возникает, когда присутствует первый соседний мешающий гибридный цифровой аудиосигнал 228 широковещательной передачи. Поскольку нет цифровой несущей в полосе примерно ±10 кГц, где должна находиться АМ несущая первого соседнего канала, наличие значительной энергии в этом месте спектра можно было бы использовать в качестве указателя присутствия первой соседней станции. Кроме того, если оценки ОСШ для цифровых несущих увеличиваются для несущих, удаленных на величину до ±5 кГц, это могло бы послужить дополнительным указанием присутствия первого соседнего источника помех. Оценки ОСШ для цифровых несущих, удаление которых от желательной AM несущей составляет от примерно -5 кГц до примерно 5 кГц, также можно было бы усреднить, чтобы установить присутствие цифровой части (сигнала) первой соседней мешающей станции. Если установлено присутствие первого соседнего источника помех, то оценки ОСШ для несущих, удаление которых составляет примерно ±10 кГц, можно было бы вычислить на основании оценки ОСШ для несущих в областях, которые удалены примерно на 5 кГц от мешающей AM несущей, а также на основании знания типичной крутизны спектра аналоговой части АМ-станции. Преимущество этого подхода состоит в том, что ОСШ цифровых несущих, которые удалены примерно на 5 кГц от мешающей AM несущей, будет больше, чем для цифровых несущих, находящихся ближе к мешающей AM несущей, а спектральные плотности мощности для разных АМ-станций аналогичны. Обработка таким образом может улучшить оценки ОСШ в области вблизи мешающей AM несущей. Как описано выше для второго соседнего источника помех, при проверке гипотезы можно использовать только оценки тестового бода, если оценки бода данных ниже порога.

Оценки ОСШ несущих используют для регулирования коэффициента сходимости - или константы адаптации – для алгоритма обновления (коэффициентов) корректора. Каждая цифровая несущая имеет два связанных коэффициента сходимости корректора. Коэффициенты корректора можно обновлять, пользуясь таким алгоритмом, как алгоритм наименьших средних квадратов (НСК) или алгоритм рекурсивных наименьших квадратов (РНК). Эти алгоритмы имеют параметр, который регулирует время отклика в ответ на изменение условий в канале. Быстрый отклик, соответствующий большому коэффициенту сходимости, обеспечивает быстрое отслеживание условий в канале. Более медленный отклик, соответствующий малому коэффициенту сходимости, обеспечивает более робастную рабочую характеристику в присутствии шума. Как показано на фиг. 3, оценки ОСШ несущих используются для настройки коэффициентов сходимости корректора. Когда оценка ОСШ для несущей является относительно большой, ее коэффициент сходимости может быть большим. Алгоритм обновления коэффициентов корректора основан на информации о правильных символьных решениях. Поскольку символьная информация известна для каждого тестового бода, для него можно использовать больший коэффициент сходимости, чем для нормального бода, так как символьные решения будут ненадежными, если ОСШ несущей является малым. Использование этого алгоритма настройки коэффициентов сходимости корректора совместно с алгоритмом оценки ОСШ несущих, описанным выше, приводит к повышению эффективности по сравнению с системами, где используется постоянный коэффициент сходимости или не используется проверка гипотез для оценки ОСШ цифровых несущих. В альтернативном конкретном варианте осуществления можно использовать совокупность двух оценок отношения "сигнал-шум" для формирования одной оценки отношения "сигнал-шум". Эту получаемую оценку отношения "сигнал-шум" можно использовать для регулирования коэффициента сходимости, а также использовать при обработке исправления ошибок.

В настоящем изобретении предложена система для оценки ОСШ и адаптивной коррекции АМ-совместимого цифрового аудиосигнала широковещательной передачи. В вышеизложенном описании приведены определенные предпочтительные режимы и конкретные варианты осуществления этого изобретения, однако должно быть понятно, что это изобретение может быть реализовано иначе в объеме нижеследующей формулы изобретения.

Формула изобретения

1. Способ оценки отношения сигнал/шум (ОСШ) для множества несущих, модулированных цифровой информацией, причем такая цифровая информация включает в себя последовательность данных и тестовую последовательность, а упомянутый способ включает в себя этапы, на которых принимают множество несущих, демодулируют упомянутое множество несущих для выделения последовательности данных и тестовой последовательности, разделяют последовательность данных и тестовую последовательность, определяют первую оценку ОСШ для упомянутой последовательности данных, определяют вторую оценку ОСШ для упомянутой тестовой последовательности, сравнивают по меньшей мере одну из упомянутой первой оценки ОСШ и упомянутой второй оценки ОСШ с предварительно определенными критериями выбора, и выбирают одну из упомянутой первой оценки ОСШ и упомянутой второй оценки ОСШ на основе упомянутого этапа сравнения.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутый этап определения первой оценки ОСШ для упомянутой последовательности данных включает в себя этап, на котором оценивают мощность шума для упомянутой последовательности данных и нормируют мощность шума последовательности данных, и упомянутый этап определения второй оценки ОСШ для упомянутой тестовой последовательности включает в себя этап, на котором оценивают мощность шума для упомянутой тестовой последовательности и нормируют мощность шума тестовой последовательности.

3. Способ по п.1, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя этап, на котором используют выбранную одну из первой и второй оценок ОСШ для регулирования коэффициента сходимости в корректоре.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, то этап сравнения по меньшей мере одной из упомянутой первой оценки ОСШ и упомянутой второй оценки ОСШ с предварительно определенными критериями выбора включает в себя этап, на котором сравнивают по меньшей мере одну из упомянутой первой оценки ОСШ и упомянутой второй оценки ОСШ с предварительно заданным порогом.

5. Способ по п.4, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя этап, на котором осуществляют низкочастотную фильтрацию упомянутых первой и второй оценок ОСШ перед этапом сравнения по меньшей мере одной из упомянутой первой оценки ОСШ и упомянутой второй оценки ОСШ с предварительно заданным порогом.

6. Способ по п.5, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя этапы, на которых повторяют этап низкочастотной фильтрации упомянутых первой и второй оценок ОСШ для формирования дополнительных оценок ОСШ и уменьшают ширину полосы фильтра (212) нижних частот, используемого на упомянутом этапе низкочастотной фильтрации, когда осуществляют формирование дополнительных оценок ОСШ.

7. Способ по п.1, отличающийся тем, что дополнительно включает в себя этапы, на которых обрабатывают упомянутые несущие для получения выходного сигнала корректора для каждой из несущих и обрабатывают выходной сигнал корректора для формирования символа для каждой из несущих, при этом упомянутый этап определения первой оценки ОСШ для упомянутой последовательности данных включает в себя этап, на котором вычитают выходной сигнал корректора из упомянутого символа, когда принимают последовательность данных, для получения первого значения разности, возводят в квадрат первое значение разности для получения первой промежуточной оценки ОСШ, и нормируют первую промежуточную оценку ОСШ по мощности сигнала для определения первой оценки ОСШ, и упомянутый этап определения второй оценки ОСШ для упомянутой тестовой последовательности включает в себя этап, на котором вычитают выходной сигнал корректора из предварительно определенных тестовых данных, когда принимают тестовую последовательность, для получения второго значения разности, возводят в квадрат второе значение разности для получения второй промежуточной оценки ОСШ, и нормируют вторую промежуточную оценку ОСШ по мощности сигнала для определения второй оценки ОСШ.

8. Способ по п.1, отличающийся тем, что упомянутый этап, на котором определяют первую оценку ОСШ для упомянутой последовательности данных, включает в себя этапы, на которых оценивают промежуточные оценки ОСШ для последовательностей данных на тех несущих, выбранных из упомянутого множества несущих, которые лежат в пределах двух предварительно определенных полос частот, и усредняют промежуточные оценки ОСШ для последовательностей данных в упомянутых двух полосах частот для получения усредненной оценки ОСШ.

9. Устройство для оценки отношения сигнал/шум (ОСШ) для множества несущих, модулированных цифровой информацией, включающей в себя последовательность данных и тестовую последовательность, причем упомянутое устройство содержит средство (150) для приема множества несущих, средство (180) для демодулирования упомянутого мн