Способ деления и суммирования многочастотных сигналов и устройство его реализации

Способ деления и суммирования многочастотных сигналов и устройство его реализации

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области радиосвязи и техники СВЧ, в частности к технологии изготовления (проектирования) делителей и сумматоров мощности при работе нескольких генераторов на одну передающую антенну или при приеме многочастотных сигналов на многоканальный приемник.

Принцип работы сумматоров/делителей (СД) основан на использовании разветвления общей линии передачи на несколько линий (каналов).

Известен способ деления и суммирования сигналов, состоящий в том, что разветвляют общую линию передачи на несколько линий (каналов), значения нормированных волновых сопротивлений всех линий выбирают из условий согласования общего входа с двумя параллельно подключаемыми каналами на фиксированной частоте (см. Сазонов Д.М. Антенны и устройства СВЧ. - М.: Высшая школа, 1988, с.74-77, 113-115; Алексеев О.В., Грошев Г.А., Чавка Г.Г. Многоканальные распределительные устройства и их применение. - М.: Радио и связь, 1981, с. 15-20). При этом деление гармонического колебания на N каналов происходит почти без потерь. Недостатком этого способа является то, что суммирование происходит с потерями, близкими к величине . Деление и суммирование многочастотных сигналов приводит к более значительным потерям. Известно устройство реализации этого способа, которое состоит в том, что нормированное волновое сопротивление общей линии Z₀ выбирается равным единице, волновые сопротивления обоих каналов - равными Z₁=Z₂=2. Далее каждый из этих каналов разветвляется на два, у которых волновые сопротивления должны быть равны Z₁₁=Z₁₂=Z₂₁=Z₂₂=4. Каждый из четырех полученных новых каналов может быть при необходимости разветвлен на два, у которых волновые сопротивления равны 8 и т.д. до достижения необходимого количества каналов. Принцип действия этого устройства в режиме суммирования состоит в том, что каждый из N каналов возбуждается сигналом с соответствующей несущей частотой. Благодаря указанному выбору значений волновых сопротивлений всех каналов, эти сигналы суммируются в общем канале с величиной потерь, указанной выше. В режиме деления потери отсутствуют. Однако разделение сигнала по разным частотным каналам, соответствующим несущим частотам, отсутствует (см. Сазонов Д.М. "Антенны и устройства СВЧ. - М.: Высшая школа, 1988, с.74-77, 113-115).

Известен способ деления и суммирования сигналов, состоящий в том, что разветвляют общую линию передачи на несколько линий (каналов), используют в каждом канале эффект Фарадея, заключающийся в повороте плоскости поляризации электромагнитной волны, проходящей вдоль феррита, помещенного в поперечное постоянное магнитное поле. Благодаря двойному (туда и обратно) повороту поляризации электромагнитной волны на общий угол 90° отраженная волна от согласуемых входов и паразитная волна между развязываемыми входами отсутствуют. Путем многократного переотражения сигналы с соответствующими частотами, определяемыми размерами образцов феррита в каналах СД, поступают в общий канал почти без потерь. Недостатком способа является невзаимность - сумматор не может работать в режиме деления. Наоборот, делитель не может работать в режиме суммирования. К другим недостаткам относятся большие массы и габариты, связанные с необходимостью включения в схему феррита и магнита. Известно устройство реализации этого способа, состоящее из двух полуотражающих поляризационных решеток, двух вентилей на основе эффекта Фарадея, соединенных между собой попарно и подключенных к входу и выходу. Принцип действия данного устройства состоит в том, что сигнал с различными двумя несущими частотами поступает на два входа, в каждом из которых половина сигнала отражается от поляризационной решетки, вторая половина сигнала проходит эту решетку. В одном из двух образовавшихся каналов располагается вентиль, который пропускает сигнал только в одном направлении. На выходе первая половина сигнала проходит через еще один вентиль, а вторая половина через другую решетку. Благодаря многократному переотражению, суммирование сигналов происходит почти без потерь (см. Барков Л.Н., Кузнецов В.Д., Модель А.М., Стужин В.А. Схема сложения сигналов различных частот с малыми потерями на полуотражающей структуре. Электросвязь, - 1976, №3, с.61-65, Патент США №3986147 от 12.10.76 г., Сазонов Д.М.... , с.166-176). Недостатком этого устройства является его невзаимность, большие масса и габариты, большое энергопотребление.

Известен способ деления и суммирования сигналов, состоящий в том, что разветвляют общую линию передачи на две линии (два канала), используют в одном канале один фильтр, а в другом канале - другой фильтр. Предполагается, что, благодаря включению этих фильтров, оба канала оказываются развязанными между собой, а каждый из них на своей частоте согласован с общим каналом (см. Никитин В.А. Телевизионные антенны на выбор. М.: "Солон-Р", 1999, с.224-234).

Недостатками этого способа являются низкий уровень развязки между каналами и неудовлетворительное согласование каждого канала с общим на соответствующей частоте, что связано с простой декларацией о необходимости использования фильтров без обоснования условий, при которых их использование приводит к необходимым результатам. Известно устройство реализации этого способа, состоящее в том, что в один канал включен фильтр нижних частот (ФНЧ), а в другой канал - фильтр верхних частот (ФВЧ) (Алексеев О.В., Грошев Г.А., Чавка Г.Г. Многоканальные распределительные устройства и их применение. - М.: Радио и связь, 1981, с.15-20). Принцип действия этого устройства состоит в том, что при возбуждении обоих каналов двумя сигналами с различными для каждого канала несущими частотами в общем канале произойдет суммирование этих сигналов. Наоборот, при возбуждении общего входа одновременно обоими сигналами на один канал будет поступать сигнал с одной частотой, а на другой - сигнал с другой частотой. Недостатки устройства повторяют недостатки способа.

Известен способ деления и суммирования многочастотных сигналов, состоящий в разветвлении линии передачи на произвольное количество N каналов и включении в каждый из каналов полосно-пропускающих фильтров (ППФ), параметры которых выбираются из условия обеспечения резонансов на заданных частотах среза. Известно устройство реализации этого способа, состоящее из линии передачи, разветвленной на N частотных каналов, причем первый канал включен ФНЧ, в последующие N-2 канала включены ППФ и в N-й канал включен ФВЧ (Алексеев О.В., Грошев Г.А., Чавка Г.Г. Многоканальные распределительные устройства и их применение. - М.: Радио и связь, 1981, с.64-69). Недостатком данного способа и устройства являются наличие отраженного сигнала от согласуемых входов и паразитного сигнала между развязываемыми входами (каналами), что связано с отсутствием оптимизации значений входных импедансов фильтров, включаемых на каждый канал, на каждой несущей частоте, которые отличаются от частот среза фильтра.

Техническим результатом изобретения является уменьшение мощности отраженного сигнала от согласуемых входов и мощности паразитного сигнала на передачу между развязываемыми каналами, что в совокупности приводит к уменьшению общих потерь.

Указанный результат достигается тем, что в способе деления и суммирования многочастотных сигналов, состоящем в разветвлении линии передачи на частотные каналы и формировании в каждом канале в ближайшей окрестности от точки разветвления фильтров, количество N каналов выбирают произвольно заданным, в качестве фильтров используют фильтры любых типов, входные импедансы фильтров формируют исходя из условий согласования каждого канала на своей частоте с линией передачи:

m=n, k≠ m; i≠ m; k, m, n,=1, 2, ... N,

из условий физической реализуемости:

и развязки частотных каналов:

где а_mn, b_mn - действительные и мнимые составляющие входных импедансов m-го канала сумматора/делителя на n-й частоте.

Указанный результат достигается тем, что в известное устройство деления и суммирования многочастотных сигналов, состоящее из разветвленной линии передачи на частотные каналы, число N каналов выбрано произвольно заданным, а в качестве фильтров использованы фильтры Золотарева в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников, причем двухполюсник, включенный в продольную цепь сформирован из последовательно соединенных N параллельных колебательных контуров, а двухполюсник, включенный в поперечную цепь, сформирован из индуктивностей или емкостей, реактивные сопротивления B₁ и В₂ первого и второго двухполюсников выбраны исходя из условий полного согласования каждого k-го канала на своей частоте с линией передачи:

индуктивности L_n и емкости С_n колебательных контуров выбраны из условия обеспечения заданного значения реактивного сопротивления B₁ на l-й частоте и условий холостого хода на других частотах:

где n=1, 2 ... N - номер колебательного контура; l - номер частоты канала собственной частоты; m, l - номера развязанных между собой каналов; R_H - сопротивление нагрузок в каждом канале; С_n (С_m) - емкости конденсаторов колебательных контуров, выбираемые произвольно, а_mn, b_mn - действительные и мнимые составляющие входных импедансов m-го входа сумматора/делителя на n-й частоте, выбираемые из условия согласования с входным импедансом N+1 входа на n-й частоте:

m=n, k≠ m; i≠ m; k, m, n,=1, 2, ... N,

из условий физической реализуемости:

и развязки частотных каналов:

b_N+ln→0; m, n, k=1, 2 ... N+1.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Пусть СД представляет собой шестиполюсное разветвление линии передачи (фиг.1).

Пусть N=2. Предположим, что на вход 1 поступает сигнал единичной мощности с несущей частотой f₁, а на вход 2 - сигнал единичной мощности с несущей частотой f₂. Вход 3 является общим, в котором суммируются оба сигнала. В режиме деления на вход 3 поступают оба сигнала, причем после деления сигнал с частотой f₁ поступает на вход 1, а сигнал с частотой f₂ - на вход 2. На каждый вход включен некоторый четырехполюсник, нагруженный на сопротивление Z_H, причем Z_H=а₁+jb₁ на частоте f₁ и Z_H=а₂+jb₂ на частоте f₂. Входной импеданс четырехполюсника, включенного на вход 1 со стороны точки разветвления А на частоте f₁ равен Z_b1=Z₁₁=а₁₁+jb₁₁, на частоте f₂ равен Z_b1=Z₁₂=a₁₂+jb₁₂. Аналогично Z_b2=Z₂₁=a₂₁+jb₂₁ на частоте f₁ и Z_b2=Z₂₂=a₂₂+jb₂₂ на частоте f₂, а также Z_b3=Z₃₁=а₃₁+jb₃₁(f₁) и Z_b3=Z₃₂=а₃₂+jb₃₂(f₂). Входы 1 и 2 в режиме деления и режиме суммирования должны быть полностью развязаны, а входы 1 и 3, 2 и 3 должны быть полностью согласованы соответственно на частотах f₁ и f₂. Следовательно, исследуемый шестиполюсник относится к классу взаимных и в предположении отсутствия потерь описывается на частоте f₁ идеальной матрицей рассеяния S₁, на частоте f₂ - матрицей S₂:

где ϕ ₁, ϕ ₂, ϕ ₃^- произвольные значения фазовых постоянных, которые не влияют на условия недиссипативности (унитарности) (см. Сазонов Д.М.... ). Закон сохранения энергии, входящий в эти условия, записывается следующим образом:

Это есть условия физической реализуемости.

Требуется определить реальные матрицы рассеяния рассматриваемого шестиполюсника (фиг.1) и значения действительных и мнимых составляющих входных импедансов всех каналов или их взаимосвязь на обоих частотах, а также количество элементов типа L, С, входящих в четырехполюсники, и значения их параметров, при которых реальные матрицы рассеяния исследуемых СД как можно меньше отличаются от идеальных (4).

В процессе отыскания значений параметров базовых элементов будем считать, что индуктивности L и емкости С не имеют потерь, которые однако, будем учитывать при анализе синтезированных в качестве примера схем СД путем машинного моделирования и физического эксперимента. Такой подход позволит оценить правомерность использования полученных результатов при практическом проектировании сумматоров и делителей.

Для отыскания элементов реальной матрицы рассеяния будем пользоваться известными выражениями для элементов матрицы рассеяния, выраженных через волновые сопротивления трех линий передачи (см. Сазонов Д.М.... ). Однако вместо волновых сопротивлений, будем рассматривать входные сопротивления четырехполюсников. Такая замена возможна при условии включения четырехполюсников в непосредственной близости к точке разветвления А (расстояния от А до входа четырехполюсников бесконечно малы по сравнению с длиной волны). При этом возникает необходимость извлечения квадратного корня из комплексного числа типа Z=а+jb. Удобное выражение для этого можно получить из (Бронштейн И.Н., Семендяев К.А. Справочник по математике, стр.273):

где

В соответствии с принципом суперпозиции исследуем поочередное возбуждение входа 1 сигналом с частотой f₁ и входа 2 - с сигналом с частотой f₂ (номер входа совпадает с номером частоты). Первому режиму соответствует первая идеальная матрица из (4), в которой элемент S₁₁=0, что означает полное согласование первого входа, которое, очевидно, обеспечивается следующим соотношением между входными импедансами всех входов:

или

Физический смысл (8) означает сопротивление двух параллельно соединенных входных сопротивлений входов 2 и 3 на частоте f₁ равно входному сопротивлению входа 1.

С учетом (8) коэффициенты передачи (см. Сазонов Д.М.... ) с входа 1 на входы 2 и 3 оказываются равными:

Поскольку коэффициент отражения S₁₁=0, то закон сохранения энергии (6) в этом режиме принимает вид:

где

Из (10) следует соотношение между действительными и мнимыми составляющими входных импедансов 2 и 3 входов:

Подставим (11) в (8). Получим условие согласования первого входа на первой частоте в виде следующих импедансных соотношений:

С учетом (11) упрощаются также и выражения для коэффициентов передачи по мощности (10):

Анализ (17) показывает, что при b₃₁→0 величины |S₂₁|²→0 и |S₃₁|²→1. Это означает, что сигнал с несущей частотой f₁ с входа 1 на вход 3 передается с какими угодно малыми потерями. Входы 1 и 2 развязаны. Проводя аналогичные рассуждения для режимов возбуждения входа 2 сигналом с частотой f₂ и входа 3 сигналами с частотами f₁ и f₂ можно получать следующие импедансные соотношения.

Условия полного согласования входов 2 и 3 на частоте f₂:

Условие выполнения закона сохранения:

условие приближения значений элементов реальной матрицы рассеяния к значениям элементов идеальной матрицы:

Элементы реальной матрицы на частоте f₁ имеют вид:

Соответствующие квадраты модулей коэффициентов отражения и передачи (энергетические соотношения):

Элементы реальной матрицы и квадраты их модулей на частоте f₂ имеют вид:

Из (18) и (19) следует, что b₂₁ и b₃₁, а также b₃₂ и b₁₂ должны быть одного знака (квадраты модулей элементов матриц должны быть все положительны). Это - дополнительные условия физической реализуемости.

Проводя аналогичные преобразования и рассуждения для случаев N=3, 4 ... получим импедансные соотношения на всех видах СД для N частот, обеспечивающие полное согласование m-го входа с общим N+1 входом на частоте f_n=f_m полную развязку всех N каналов, асимптотическое приближение элементов реальной матрицы к элементам идеальной матрицы (предельные энергетические соотношения) и физическую реализуемость. Условия согласования:

m=n; k≠ m; i≠ m; m=1, 2, ... N.

Условия физической реализуемости:

Условия полной развязки частотных каналов и обеспечения предельно-достижимых энергетических соотношений:

Предлагаемое техническое решение является новым поскольку из общедоступных сведений неизвестен способ деления и суммирования многочастотных сигналов, включающий выбор произвольно заданного количества N частотных каналов, использования ФНЧ, ФВЧ, ППФ или ПЗФ на основе любых схем, определения параметров этих схем путем формирования их входных импедансов, удовлетворяющих условиям согласования n-го входа на n-й частоте с общим N+1 входом (21), условиям физической реализуемости (23) и условиям полной развязки частотных каналов и обеспечения предельно достижимых энергетических соотношений (23).

Предлагаемое техническое решение имеет изобретательский уровень, поскольку из опубликованных научных данных и известных технических решений явным образом не следует, что заявленная последовательность операций - выбор произвольно заданного количества N частотных каналов, использования любых типов фильтров, определения параметров этих схем исходя из решения систем алгебраических уравнений, вытекающих из необходимости формирования входных импедансов фильтров, удовлетворяющих условиям согласования n-го входа на n-й частоте с общим N+1 входом (21) условиям физической реализуемости (22) и условиям полной развязки частотных каналов и обеспечения предельно-достижимых энергетических соотношений (23), приводит к уменьшению коэффициента стоячей волны у согласуемых входов и коэффициента передачи между развязываемыми входами, что влечет за собой уменьшение потерь (при N=2 потери составляют 10-15% вместо 50% у прототипа: N=4 потери составляют 20-25% вместо 75% и т.д.) при одновременном увеличении количества частотных каналов.

Предлагаемое техническое решение промышленно применимо, так как для его реализации, например, могут быть использованы известные различные типы фильтров ФНЧ, ФВЧ, ППФ, ПЗФ с характеристиками Баттерворта, Чебышева, Золотарева и т.д., но применяемые в них известные схемы Фостера или Кауэра должны содержать элементы индуктивности и емкости, параметры которых L, С выбраны таким образом, чтобы были обеспечены требуемые импедансно-частотные соотношения на всех входах (21), (22), (23).

В качестве примера выполнения заявляемого способа рассмотрим сначала случай N=2.

На первом этапе решим задачу синтеза четырехполюсника с заданным входным импедансом на фиксированной частоте.

Представим каждый канал СД эквивалентной схемой (фиг.2), состоящей из двух каскадно-соединенных четырехполюсников, причем вход первого из них подключен к точке разветвления А (фиг.1).

Первый четырехполюсник содержит только элементы L, С и описывается матрицей передачи А. Второй четырехполюсник - это параллельно включенное сопротивление нагрузки R_н. Он описывается матрицей А₂:

Перемножим эти матрицы и по известным соотношениям между элементами матриц передачи и сопротивления найдем нормированный входной импеданс и приравняем его требуемому значению Z_mn=a_mn+jb_mn, где m - номер канала, n - номер частоты.

Разделяя в (25) между собой действительную и мнимую составляющие найдем следующие соотношения между элементами нормированной матрицы передачи A₁:

Полученные два соотношения (26) означают, что на фиксированной частоте с номером n требуемое значение входного импеданса m-го канала обеспечивается при условии, что первый четырехполюсник содержит минимум два независимых элемента, значения параметров которых удовлетворяют этим соотношениям. После выбора конкретной схемы из N≥ 2 элементов необходимо найти матрицу передачи этой схемы и представить ее в канонической форме А₁ (24). Найденные таким образом элементы α , β , γ надо подставить в (26) и решить полученную систему двух уравнений относительно выбранных двух параметров. Остальные N-2 параметра могут быть выбраны произвольно или исходя из других физический соображений.

В соответствии с описанным алгоритмом были синтезированы простейшие в смысле решаемой задачи четырехполюсники, состоящие из двух элементов.

Для -образного соединения двух реактансов (фиг.3)

Для Г-образного соединения двух реактансов:

Здесь B₁, B₂ - реактивные нормированные сопротивления, причем, если В_n>0, то Z₀B_n=ω L, если В_n<0, то Z₀B_n =-1/ω C, ω =2π f, L, C - индуктивности и емкости, Z₀ - волновое сопротивление используемой линии передачи.

Физическая реализуемость схем сводится к обеспечению положительного знака подкоренных выражений. Для схемы, изображенной на фиг.3, это достигается выполнением неравенства R_H>a_mn, а для второй схемы неравенства

Воспользуемся этими результатами для определения схемы и значений ее параметров для случая N=2. Пусть по формулам (27), (28) рассчитаны значения реактансов В₁₁ и B₂₁ на частоте f₁ и В₁₂ и В₂₂ на частоте f₂. Здесь первый индекс означает номер реактивного сопротивления в соответствующей схеме (фиг.3 или 4), второй - номер частоты. При указанных значениях реактансов на частоте f₁ обеспечивается требуемое значение входного импеданса m-го канала Z_m1=а_m1+jb_m1, а на частоте f₂ соответственно Z_m2=a_m2+jb_m2, которые удовлетворяют импедансным соотношениям (21), (22), (23). Требуется для каждого реактивного двухполюсника, входящего в схемы, изображенные на фиг.3, 4 и включенные на каждый k-й вход СД, определить структуру схемы и значения параметров ее элементов, которые бы обеспечивали рассчитанные выше образом значения реактансов двухполюсников на двух заданных частотах f₁ и f₂. Анализ показывает, что это возможно, если каждый из двух реактансов формируется из определенным образом соединенных элементов с определенными значениями индуктивностей L_n и емкостей С_n. Например, это могут быть соединения по схемам Фостера или Кауэра (Белецкий Ф.А. Основы теории линейных электрических цепей, 1967, с.485-494). В качестве примера здесь приводятся решения для двух вариантов таких соединений.

1. Параллельный колебательный контур:

2. Последовательный колебательный контур:

Если в схемах (фиг.3, 4) в продольной цепи включен последовательный контур, а в поперечной цепи - параллельный контур, то это схемы полосно-пропускающих фильтров. Если контуры включены наоборот, то это схемы полосно-задерживающих фильтров. Во всех случаях эти фильтры имеют требуемые входные импедансы на всех входах СД и на двух заданных частотах, соответствующие соотношениям (21), (22), (23).

Для произвольного количества N несущих частот эти соотношения легко реализуются, например, использованием фильтров Золотарева (со всплесками затухания). На фиг.5 представлен один из вариантов такого фильтра.

Нетрудно видеть, что эта схема по сути соответствует схеме, изображенной на фиг.3, для случая формирования реактанса B₁ одной из схем Фостера. При этом на частоте l, соответствующей данному каналу, определяются значения B₁ и В₂. Параметры реактанса B₂ определяются указанным выше образом, а параметры реактанса B₁ по определенным формулам, например:

Оставшиеся свободные параметры C₁, C_n выбираются произвольно.

При использовании (31) все каналы, кроме канала с номером l, соответствующего частоте ω _l, будут иметь бесконечно большое значение входного сопротивления, что означает режим холостого хода, то есть на эти каналы сигнал с частотой ω _l не поступает. Входной импеданс l-го канала будет соответствовать требуемым соотношениям (21), (22), (23). Аналогичная ситуация будет на других каналах с соответствующими частотами.

На фиг.6 представлена схема синтезированного по описанному алгоритму СД для случая N=2. Значения реактивных элементов L, C были рассчитаны с помощью применения аналитических выражений, приведенных выше. Эти выражения были получены исходя из предположения отсутствия потерь в реактивных элементах. В действительности такие потери существуют. Поэтому при моделировании этих схем к каждой индуктивности сопротивление потерь подключалось последовательно, а к каждой емкости - параллельно. Расчетные значения параметров реактивных элементов и сопротивления потерь указаны непосредственно на схемах.

Сравнение теоретических и экспериментальных результатов правомерно проводить только на частотах f₁, f₂, поскольку разработанные алгоритмы синтеза и анализа СД справедливы лишь для фиксированных частот. В расчетах принято f₁=135 МГц, f₂=185 МГц. На фиг.7. представлены зависимости коэффициентов передачи с первого входа на третий и наоборот , а также со второго входа на третий и наоборот от частоты. Сплошными кривыми показаны результаты схемотехнического моделирования, пунктирными - результаты экспериментальных исследований.

Сравнение этих результатов показывает, что при 10% точности определения значений параметров элементов L, С макета СД, указанные коэффициенты передачи на частотах f₁, f₂, определенные теоретически и экспериментально, отличаются друг от друга не более, чем на 5%. В 10% полосе частот это различие не превышает 15-20%. Потери на частотах f₁, f₂ в соответствующих каналах не превышают 0,7 дБ (17%). В выпускаемых в настоящее время промышленностью СД эти потери составляют 3 дБ (50%).

Таким образом, экспериментальные исследования подтвердили возможность создания квазинедиссипативных взаимных двухчастотных сумматоров и делителей мощности, и правомерность применения для их проектирования разработанных алгоритмов.

Технико-экономическая эффективность способа и устройства заключается в уменьшении мощности отраженного сигнала от согласуемых входов и мощности паразитного сигнала на передачу между развязываемыми входами, что в совокупности приводит к уменьшению общих потерь.

1. Способ деления и суммирования многочастотных сигналов, состоящий в разветвлении линии передачи на N частотных каналов и формировании в каждом канале в ближайшей окрестности от точки разветвления фильтров, отличающийся тем, что в качестве фильтров выбирают фильтры любых типов, входные импедансы фильтров формируют из условий согласования каждого канала на своей частоте с линией передачи (N+1-м каналом):

k≠m; i≠m; m=1, 2, ...N,

из условий физической реализуемости:

и развязки частотных каналов:

b_mn>>^bN+1n; ^bN+1n→0; m≠n; m, n=1, 2 ...N,

где а_mn, b_mn - действительные и мнимые составляющие нормированных входных импедансов m-го каналов сумматора/делителя на n-й частоте; i, k - текущий номер канала.

2. Устройство деления и суммирования многочастотных сигналов, состоящее из разветвленной линии передачи на N частотных каналов, в каждый из которых включены фильтры, отличающееся тем, что в качестве фильтров использованы фильтры Золотарева в виде -образного соединения двух реактивных двухполюсников, причем двухполюсник, включенный в продольную цепь, сформирован из последовательно соединенных N параллельных колебательных контуров, а двухполюсник, включенный в поперечную цепь, сформирован из индуктивностей или емкостей, реактивные сопротивления B₁ и B₂ первого и второго двухполюсников выбраны из условий полного согласования каждого m-го канала на своей m-й частоте с линией передачи (N+1-м каналом):

при этом

если В₂>0, то это индуктивность если В₂<0, то это емкость индуктивности L_m, и емкости С_m, C_l колебательных контуров выбраны из условия обеспечения заданного значения реактивного сопротивления В₁ на m-й частоте

и условий холостого хода на других частотах:

где l=1, 2 ...N - номер колебательного контура; R_H - сопротивление нагрузок в каждом канале; С_l(С_m) - емкости конденсаторов колебательных контуров, выбираемые произвольно, а_mm, b _mm - действительные и мнимые составляющие нормированных входных импедансов m-го канала сумматора/делителя на m-й частоте, выбираемые из условия согласования с входным импедансом N+1 канала на m-й частоте:

k≠m; i≠m; m=1, 2, ...N, при этом действительные а_mn и мнимые b_mn составляющие нормированных входных импедансов каждого канала на n-й частоте ω_n выбраны из условий физической реализуемости:

и развязки частотных каналов:

b_mn>>^bN+1n; ^bN+1n→0; причем первый индекс в записях а_mn, b_mn - это номер канала, а второй - номер частоты; m - номер частоты собственного m-го канала; n - текущий номер частоты других каналов (m≠n); Z₀ - волновое сопротивление линии передачи.