Способ увеличения действующей высоты малогабаритного антенного устройства с управляемой диаграммой направленности и малогабаритное антенное устройство для осуществления способа

Способ увеличения действующей высоты малогабаритного антенного устройства с управляемой диаграммой направленности и малогабаритное антенное устройство для осуществления способа

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиотехнике, более конкретно к волновым системам, и может быть использовано при создании малогабаритных антенных устройств различного назначения.

Излучение и поглощение энергии электромагнитных волн при использовании известных антенных устройств может быть осуществлено оптимальным образом, когда размеры антенны равны или кратны четверти длины волны излучаемого или принимаемого сигнала. В практике создания антенных устройств часто возникает необходимость в уменьшении габаритов антенны, особенно при работе на низких частотах, и в обеспечении направленного действия антенны.

Эти задачи решаются известными методами удлинения антенн и построения сложных антенных систем направленного действия.

Метод удлинения антенн рассмотрен ниже на примере классического вибратора 1, выполняющего роль антенны длиной l, ориентированной по оси z (фиг.1a). Генератор 2 гармонических колебаний обеспечивает накачку тока I(ω t) в антенну. Распределение тока по длине антенны соответствует I(z). Такая антенна характеризуется параметром h - действующей высотой антенны:

где I₀ - действующее значение тока у основания антенны.

При l=λ /4, где λ - длина волны излучаемого (принимаемого) сигнала, из (1) следует

т.е. действующая высота антенны h_опт в оптимальном случае составляет 0,637 от реальной высоты l.

На фиг.1б показано пространственное распределение электрического и магнитного полей вибратора 1.

При l<λ /4 (укороченная антенна) h<h_опт, причем последнее неравенство сохраняется и при использовании методов искусственного удлинения антенн, иллюстрируемого фиг.2а, б, в, где представлены соответственно антенна 3 Т-типа, антенна 4 Г-типа, антенна 5 с добавочной индуктивностью L у основания. Такие приемы удлинения антенн позволяют создать оптимальное распределение тока I(z) по длине антенны. Что касается действующей высоты h, то для антенн 3 и 4 соответственно Т- и Г-типа l<λ /4 h=1, т.е. высоте самой антенны, а для антенны 5 с добавочной индуктивностью L (фиг.2в) h=1/2, т.е. действующая высота равна половине высоты антенны.

Известно, что мощность излучения дипольных антенн определяется соотношением

где k≈ 1600. Величина (kh²)/λ ² - действующее сопротивление r_д антенны. Сопротивление излучения r_иэл=2r_д. При условии l=λ /4, т.е. h = h_опт, r_д≈40 Ом.

Если l<λ /4, то, как видно из выражения (3), сопротивление излучения резко падает (r_д=h²). Так, например, при h=(1/3)h_опт сопротивление r_д уменьшается почти в десять раз. В случае, когда l<<λ /4, r_иэл ничтожно мало, и, следовательно, чтобы обеспечить заданное значение Р_изл, ток I₀ должен быть очень большим, что вызывает затруднения при практической реализации. Кроме того, значительное отличие величины r_д от оптимального значения резко уменьшает возможность согласования антенны с фидерным трактом.

Направленное действие антенн, как известно, обеспечивается за счет соответствующего расположения в пространстве нескольких антенных элементов. При этом оптимальное значение Р_изл достигается при расстоянии между антенными элементами, кратном величине λ /4. Такое расположение обеспечивает также необходимый сдвиг фаз колебаний в отдельных антенных элементах (вибраторах), если в их пространственной комбинации есть пассивные антенные элементы. На фиг.3а приведена схема расположения в плоскости (x, z) симметричного полуволнового вибратора 6 и рефлектора 7, а на фиг.3б - диаграмма направленности такой антенной системы в плоскости (х, у).

Таким образом, уменьшение телесного угла распространения излучаемой (или принимаемой) антенной электромагнитной энергии (коэффициент усиления антенны) связано с увеличением размеров антенной системы, что зачастую приводит к серьезным техническим проблемам при конструировании аппаратуры систем связи и радиолокаторов, особенно при необходимости использования сигналов в относительно длинноволновом диапазоне.

Особый случай - антенны, обеспечивающие возможность пеленгации источников электромагнитного излучения. Реализация этой технической задачи требует создания очень сложных антенных систем с большим количеством вибраторов при соблюдении обязательного условия строгого сохранения расчетных фазовых соотношений между электромагнитными сигналами в различных элементах таких систем, что также является сложной технической задачей. Фиг.4 иллюстрирует наиболее удобный способ пеленгации излучателей методом так называемого "нулевого приема", требующий применения по меньшей мере двух направленных антенн 8, расположенных на расстоянии D≥ λ /2, включенных противофазно, и устройства суммирования 9 выходных сигналов этих антенн. В результате прием сигналов по направлению нормали к середине базового расстояния D отсутствует. Однако практически невозможно строго обеспечить нулевой уровень приема, так как последнее требует достижения абсолютного уровня идентичности как самих антенн, так и каналов их связи. Характер изменения суммарного сигнала вблизи точки нулевого приема в зависимости от угла изменения направления указанной нормали от исходного показан на фиг.5. Кроме того, управление отклонением нормали, с целью проведения пространственного поиска излучателя, также является сложной технической задачей.

Принципиальные положения, позволяющие создавать малогабаритные антенные устройства, конкурирующие с классическими решениями, сформулированы в запатентованном изобретении автора (см. патент РФ №2183888). Однако конструктивные решения, приведенные в указанном патенте, требуют применения специфических материалов и не обеспечивают возможность электронного управления диаграммой направленности единичного антенного элемента.

Таким образом, задачей изобретения является создание антенного устройства, не имеющего указанных выше недостатков известных антенн и антенных систем, обеспечивающего возможность увеличения действующей высоты антенны при малых габаритах устройства и уменьшения размеров в направлении распространения волн для антенн направленного действия и антенн "нулевого" приема.

Более конкретно, задачей изобретения является создание такого антенного устройства, в котором характер осуществляемых в нем электродинамических процессов, в конечном итоге, приводил бы к увеличению сопротивления излучения, т.е. действующей высоты данной антенны. Кроме того, характер и пространственно-временное распределение электромагнитного поля в данном антенном устройстве должны обеспечить направленность распространения излучаемых волн при электрической взаимосвязи антенного устройства с пассивными вибраторами на расстояниях, значительно меньших λ /4.

Достигаемым техническим результатом является значительное увеличение сопротивления излучения антенного устройства и, как следствие, повышение действующей высоты антенны при размерах l<λ /4 и l<<λ /4, а также возможность создания антенного устройства направленного действия с управляемой диаграммой направленности и с размерами в направлении преимущественного распространения излучаемых и поглощаемых электромагнитных волн, много меньшими четверти длины волны, а также создания антенны, обеспечивающей возможность "нулевого приема", имеющей малые габариты и простейшую конструкцию.

Указанный технический результат достигается тем, что в способе увеличения действующей высоты малогабаритного антенного устройства с управляемой диаграммой направленности, в соответствии с изобретением, формируют антенный элемент, имеющий два вывода, в виде колебательного контура, состоящего из катушек индуктивности (или их эквивалента) и плоского или цилиндрического конденсатора, соединенных последовательно, подключают контур к источнику электрического сигнала, действующего относительно общей проводящей шины, или ко входу приемного устройства, обеспечивают, при наличии контурного тока на частоте резонанса, снижение величины электрической емкости контурного конденсатора за счет способа подключения контура к фидерному тракту и конструктивного выполнения плоского конденсатора: d<<λ /4, где d - толщина диэлектрического слоя между обкладками конденсатора, а также за счет расположения конденсатора относительно общей шины. Располагают конденсатор на расстоянии l<λ /4 относительно общей шины таким образом, чтобы получить оптимальное согласование контура-антенны с передающим или приемным трактом на заданной частоте действующих электромагнитных сигналов, путем локализации энергии бегущих волн в структуре конденсатора за счет проявления эффекта взаимодействия стоячих волн, определяемых контурным током, и бегущих волн, действующих в контуре и во внешнем пространстве (в случае приема) или вызванных источником передаваемого сигнала из-за несимметричного подключения контура к выходу передающего тракта.

При этом максимальный линейный размер плоского конденсатора антенного контура выбирают в пределах (0,1-0,3)λ /4 и обеспечивают необходимое значение его электрической емкости за счет изменения значений d в широких пределах с целью обеспечения необходимой полосы пропускания частот антенного элемента.

Осуществляют пространственное ориентирование антенного элемента, исходя из условия: вектор поляризации электрического поля принимаемых или передаваемых сигналов, при конструктивном обеспечении симметрии контура в сечениях по плоскостям, перпендикулярным плоскости конденсатора, имеет непрерывные составляющие, параллельные нормали к плоскости конденсатора при круговом обходе этой нормали, а составляющие, параллельные плоскости конденсатора, имеют лучевую структуру, что позволяет обеспечить “нулевой” прием сигналов по направлению указанной нормали (или отсутствие излучения) при симметричной структуре антенного элемента и управление отклонением вектора “нулевого” приема при нарушении электрической симметрии контура за счет введения в конструкцию антенны управляемых реактивных элементов.

Указанный технический результат достигается также в малогабаритном антенном устройстве, предназначенном для осуществления вышеуказанного способа, содержащем антенный элемент в виде колебательного контура, включающего в себя плоский конденсатор, состоящий из трех металлических обкладок, одной общей, распложенной с одной стороны диэлектрического слоя, и двух одинаковых, разделенных некоторым зазором, с другой стороны диэлектрического слоя, двух одинаковых катушек индуктивности, подключенных к разделенным обкладкам одними выводами, а другими к общей шине (первая катушка) и к выходу передающего тракта или ко входу приемного тракта (вторая катушка). Площадь общей шины может быть выбрана равной, большей или значительно большей общей обкладки конденсатора. Выбор расстояния между конденсатором и общей шиной и ориентировка антенного элемента в пространстве производится указанным выше способом.

Устройство может иметь значительное число модификаций как в плане подключения антенного элемента, так и по количеству используемых катушек индуктивности и обкладок конденсатора.

Как вариант, устройство может содержать дополнительные вибраторы, подключенные к общей шине через управляемые реактивные элементы, степень взаимосвязи которых с определенными участками плоскости конденсатора в каждый момент времени определяет направленность оси “нулевого” приема (передачи) антенной электромагнитных сигналов.

При создании изобретения авторы исходили из того, что указанная выше задача в принципе может быть решена только при использовании антенных элементов, у которых электродинамические процессы в их внутренней структуре обеспечивали бы проявление эффективных электродвижущих сил (ЭДС), совпадающих или действующих в противофазе с током, проходящим через этот элемент. Такое действие указанной ЭДС для протяженного элемента длиной l приводит либо к дополнительному отбору энергии у генератора, создающего ток в данном элементе, либо к увеличению значения поглощаемой энергии из окружающего пространства. Другими словами, данный электродинамический процесс эквивалентен увеличению действующей высоты h антенны, имеющей длину l при l<λ /4 или l<<λ /4.

Таким образом, авторами было установлено, что увеличение мощности электромагнитных колебаний (сигналов), излученных (или поглощаемых) протяженным в пространстве элементом, имеющим определенную площадь, при его соответствующей ориентации по отношению к векторам действующих в этом пространстве полей обеспечивается при наличии действия в нем электродвижущих сил, обусловленных взаимодействием различных типов волн во внутренней структуре самого элемента, вызванных одним источником.

В результате теоретических исследований и экспериментов авторами был установлен качественно новый вариант уравнений электромагнитного поля:

где Е и H - напряженности соответственно электрического и магнитного полей, с - скорость света в вакууме, W - фактор неинерциальности (ускорения), т.е. физический параметр, отражающий характер структурной взаимосвязи полей. Уравнения (4) - суть уравнения движения для электромагнитного поля.

Физический смысл фактора W значительно шире, чем понятие ускорения в механике: проявление действия W относится и к ходу процессов в динамической структуре микрочастиц, и к реакциям возбужденных полей, и к скачкам излучения (поглощения) фотонов, т.е. материальных объектов поля.

Основные уравнения (4) без введения каких-либо дополнительных предпосылок позволяют записать законы сохранения энергии и импульса электромагнитного поля в виде, отвечающем всем характерным особенностям поведения возбужденных электромагнитных структур.

Закон сохранения энергии:

Закон сохранения импульса поля:

Нетрудно видеть, что выражение (6) полностью соответствует форме второго закона Ньютона.

Использование приведенных аналитических соотношений позволяет выявить ряд неизвестных ранее физических явлений при исследовании процессов взаимодействия электромагнитных полей в волновых системах, чего невозможно сделать в рамках как классической, так и квантовой электродинамики.

Необходимо отметить, что ход электродинамических процессов, для которых действие фактора W отвечает условиям пространственного распределения полей таким образом, что имеет место соответствие:

уравнения (4) - переходят в уравнения Максвелла. Отметим, что в приведенных и нижеследующих соотношениях значения физических величин выражены в Гауссовой системе единиц.

Анализируя выражения (4), (5), (6), можно прийти к выводу, каким должен быть элемент волновой системы, решающий поставленную задачу. Выражение (5) показывает, что излучаемые или подлежащие приему бегущие электромагнитные волны, характеризующиеся определенным значением вектора Пойтинга: при наличии условий, вызывающих неинерциальность их состояния, определяемого фактором W, меняют пространственную плотность своей энергии с зависящим от W темпом. Уравнение (6) при этом описывает механизм изменения импульса поля, т.е. излучения либо поглощения его энергии в указанной волновой системе.

Таким образом, в плане решения поставленной задачи вытекает необходимость построения волновой системы, в которой, во-первых: обеспечивается неинерциальность состояния действующих в пространственной области, охватываемой данной системой либо ее элементом, полей, во-вторых: обеспечиваются условия структурного взаимодействия бегущих электромагнитных волн, распространяющихся в указанной области пространства, с материальной субстанцией - носителем фактора W.

Было найдено, что для выполнения указанных требований антенное устройство должно представлять собой колебательный контур, несимметрично подключенный к источнику или приемнику энергии электромагнитных сигналов, включающий плоский или цилиндрический конденсатор, размещенный на некотором расстоянии l<λ /4 над проводящей поверхностью, относительно которой величина l может быть принята как высота антенны.

Плоский или цилиндрический конденсатор, представляющий волновую линию длины а<λ /4, служит элементом образования стоячих волн тока и напряжения. Кроме того, за счет электрической взаимосвязи с другими элементами волновой системы (контура) пространственная область, выделяемая конденсатором как объемным элементом, входит в зону распространения бегущих волн. Обеспечиваемая в структуре такой системы взаимосвязь полей согласно соотношениям (4-6) и вызывает действие эффективных ЭДС в таких фазовых соотношениях с контурными токами, что указанный контур превращается в антенный элемент с оптимальным значением действующей высоты h.

Изобретение поясняется на примерах его осуществления, иллюстрируемых чертежами, на которых представлено следующее:

Фиг.1а - вертикальная прямолинейная антенна, известная из предшествующего уровня техники, и распределение тока в антенне.

Фиг.1б - пространственное распределение полей антенны по Фиг.1а.

Фиг.2а, б, в - варианты антенн, в которых реализованы известные методы удлинения антенн при l<λ /4.

Фиг.3а - известная антенна с направленной характеристикой излучения.

Фиг.3б - диаграмма направленности антенны по Фиг.3а.

Фиг.4 - конструкция антенной системы - пеленгатора по “нулевому” приему сигналов, известная из предшествующего уровня техники.

Фиг.5 - график изменения суммарного сигнала антенной системы, приведенной на Фиг.4.

Фиг.6 - общий вид выполнения базового варианта антенного устройства, соответствующего изобретению.

Фиг.7 - вид базового варианта Фиг.6 в разрезе по плоскости XZ.

Фиг.8 - модификация базового варианта Фиг.6, 7.

Фиг.9а, б, в, г, д, е - варианты выполнения антенных устройств, соответствующих изобретению.

Фиг.10 - варианты выполнения контурного конденсатора.

Фиг.11 - распределение тока и электрического поля в конденсаторе антенного контура в базовом варианте Фиг.7.

Фиг.12 - диаграмма, иллюстрирующая неинерциальность структуры полей стоячих волн в диэлектрическом слое плоского конденсатора базового варианта антенного контура - Фиг.7.

Фиг.13а, б - схема регистрации проявления эффекта образования динамической емкости в плоском конденсаторе.

Фиг.14а, б - осциллограммы амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) устройств Фиг.13(а) и 13(б).

Фиг.15а, б, в, г, д, е - диаграммы распределения эффективных полей в контуре - Фиг.7 и 9.

Фиг.16а, б - диаграмма направленности излучения базового варианта - Фиг.6, 7, 8 и 9г.

Фиг.17а, б, - варианты выполнения антенных устройств, обеспечивающих управление угловым смещением оси “нулевого” приема.

Фиг.18а, б - диаграммы направленности антенных устройств по Фиг.17а, б.

Фиг.19 - форма сигнала антенны “нулевого приема” с управляемым угловым смещением после прохождения им дифференцирующего устройства.

Фиг.20а, б - варианты модификации индуктивных элементов контуров антенных устройств, соответствующих изобретению.

Фиг.21а, б - варианты выполнения антенных устройств, обеспечивающих подавление уровня приема (передачи) сигналов по выделенному направлению.

Фиг.22а, б - варианты выполнения антенных устройств для работы на низких частотах радиосигналов.

На Фиг.6 представлен общий вид базового варианта осуществления антенного элемента, соответствующего изобретению. Симметричный колебательный контур 10, включающий плоский конденсатор 11 и две одинаковые индуктивности 12 и 12', несимметрично подключен к коаксиальному кабелю 13, оплетка которого подсоединена к металлизированной общей шине 14, расположенной в плоскости XY, таким образом, что ось Z перпендикулярна плоскости конденсатора.

На Фиг.7 дан разрез по плоскости XZ элемента 10. Конденсатор 11 содержит: три металлические обкладки, разделенные диэлектрическим слоем 15 толщиной d<<λ /4 с диэлектрической проницаемостью ε , общую обкладку 16 с одной стороны диэлектрического слоя и две одинаковые раздельные обкладки 17 и 17', расположенные на другой стороне диэлектрического слоя. К обкладкам 17 и 17' подключены катушки индуктивности 12 и 12', образуя контур LC, подключенный к коаксиальному фидеру 13, таким образом, что расстояние от общей шины до обкладок 17 и 17' равно l. Катушки индуктивности 12 и 12' могут быть заменены отрезком двухпроводной линии, как показано на Фиг.8. В диэлектрическом слое 15 может быть использован любой диэлектрик, имеющий малый тангенс угла потерь на рабочей частоте электромагнитных сигналов, подлежащих приему или передаче посредством контура 10.

На Фиг.9а, б, в, г, д, е представлены варианты антенных устройств, соответствующих изобретению. Согласно Фиг.9а, конденсатор 11 контура 10 расположен в одной плоскости (или на параллельных плоскостях) с поверхностью общей шины. На Фиг.9б показан такой же контур, в котором плоскости обкладок конденсатора 11 перпендикулярны поверхности общей шины. На Фиг.9в показан вариант несимметричного контура 10, включающего конденсатор 11 и одну катушку индуктивности 12. В данном случае расположение элемента 11 относительно общей шины такое же, как у варианта Фиг.9а, однако возможно размещение конденсатора 11 аналогично вариантам Фиг.7 и Фиг.9б. На Фиг.9г представлен вариант подключения несимметричного контура 18, включающего конденсатор 19, состоящий из двух обкладок, на расстоянии l от общей шины. Фиг.9д демонстрирует варианты подключения контуров 10 или 18, в которых в качестве общей шины используется металлический стержень, длина которого близка к величине λ /2 принимаемого или передаваемого сигнала. На Фиг.9е показан вариант включения контура 10, конденсатор которого имеет второй диэлектрический слой 15 и вторую общую обкладку 16.

На Фиг.10 представлены возможные варианты конструктивного выполнения контуров 10 и 18. Показаны сечения конденсаторов 11 или 19 в конкретном варианте осуществления. Размеры “а” и “б” могут изменяться в широких пределах, вплоть до использования отрезка коаксиального кабеля в качестве цилиндрического конденсатора.

Как показано на Фиг.6, последовательный LC контур 10 расположен в пространстве таким образом, что нормаль к плоскости конденсатора совпадает с нормалью к плоскости общей шины и ориентирована по оси Z так же, как и размер l, принимаемый за высоту антенны.

В установившемся режиме контур 10 настроен в резонанс с частотой сигнала U(t), транслируемого по фидеру 13, и по последовательной LC цепи (индуктивности 12 и 12' и конденсатор 11) протекает контурный ток J_к(t). Контурное напряжение U_к(t), развиваемое на реактивном элементе 11, и контурный ток J_к(t) на резонансной частоте сдвинуты по фазе на 90° . В случае, если линейные размеры “а” и “в” элемента 11 соизмеримы с длиной волны λ действующего сигнала, такой конденсатор представляет полосковую линию.

На Фиг.11 представлен разрез контура 10 с элементом 11 по плоскости XZ и дана диаграмма пространственного распределения стоячих волн тока J_к(x), напряжения U_к(х), а также электрических полей этих волн в окружающем контур 10 пространстве. При d<<λ /4, как видно из диаграммы, электрическое поле стоячих волн контура 10 (18) в окружающем этот контур пространстве практически отсутствует.

В соответствии с выражением (4) действие гармонических стоячих волн в волновых системах, к которым относится любая линия передачи, сопряжено с проявлением фактора W. Полагая (согласно (7)), имеем

где к характеризует отношение амплитуд или , т.е. волновое сопротивление линии передачи. Неинерциальность состояния стоячих волн в линии характеризуется периодическим смещением по координатной оси максимума плотности энергии полей, т.е. значений Е² и Н².

Распространение бегущих волн в длинных линиях, у которых волновое сопротивление не зависит от координат, как известно, описывается телеграфным уравнением где t - время, r - текущее значение координаты. Так как в выражения (4-6) входят полные производные , очевидно, что в рассматриваемом случае имеет место соответствие:

Для бегущих волн так как (в свободном пространстве), что и следовало ожидать, поскольку распространение бегущих волн - движение инерциальное.

Если линия с волновым сопротивлением ρ , вход которой подключен к источнику напряжения U(t), нагружена на активное сопротивление R≠ ρ или на некоторый импеданс Z, в ней определяется комбинация стоячих и бегущих волн, и взаимодействие последних с фактором W нужно определять из выражений (4) с учетом соответствия (9), поскольку бегущая волна есть движение материальных объектов поля со скоростью . Можно показать, что пространственно-временная корреляция движения бегущих волн с фактором W в данном случае не приводит к изменению их энергобаланса на выходе линии.

Однако в волновой системе, представленной контуром 10 (Фиг.6, 7, 8), распространение электромагнитных волн в конденсаторе 11 и взаимосвязь их полей, находящихся в инерциальном и неинерциальном состоянии движения, имеет кардинально отличный от рассмотренного выше случая характер.

На Фиг.12 приведены разрез по плоскости XZ конденсатора 11 и диаграмма, иллюстрирующая направление действия полей Е и Н в определенные моменты времени, изменение их интенсивности по координате Х и вектор фактора W в соответствии с формулами (4). С точки зрения классической электродинамики, в случае, если диэлектрический слой конденсатора 11 имеет малый тангенс угла потерь на используемых частотах сигналов, а омическое сопротивление катушки индуктивности пренебрежимо мало, значения тока и напряжения на выходе фидерного тракта, т.е. на входе контура, должны быть U_вx≅0, если контур настроен в резонанс с частотой действующего на входе сигнала. В то же время, как показывают измерения, контур 10 при надлежащем выборе высоты l расположения конденсатора 11 над общей шиной представляет антенное устройство с почти 100% КПД, т.е. активное сопротивление последовательной LC цепи имеет в данном случае значение, близкое к величине волнового сопротивления фидера.

Характер физических процессов, ответственных за столь кардинальное отличие поведения волновых систем, имеющих совершенно одинаковую элементную и геометрическую структуру, показывает эксперимент, схема и результаты которого иллюстрируются на Фиг.13, 14.

На Фиг.13а приведена схема подключения контура 18 (см. Фиг.9г) к измерительной цепи. Контур LC подключается к одному из концов фидера 13 (коаксиал), а второй конец фидера нагружен на резистор 20, омическое сопротивление которого R=ρ , где ρ - волновое сопротивление фидера. Регистрация напряжения на нагрузке R производится измерителем 21 амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) посредством подключения к нагрузке R высокоомной детекторной головки 22. Аналогичная схема измерения электрических параметров того же контура 18 приведена на Фиг.13б. Различие между вариантами Фиг.13а и Фиг.13б заключается в том, что в первом случае обкладка 17 конденсатора 19 подключена к оплетке коаксиала, а индуктивность 12 - к его центральной жиле, а во втором случае - наоборот.

Сигнал с изменяющейся частотой с высокочастотного выхода прибора 21 подается на катушку индуктивности 23, расположение которой обеспечивает слабую трансформаторную связь с индуктивностью контура 12, одинаковую для схем по Фиг.13а и Фиг.13б.

Априорная оценка результатов измерений АЧХ в обоих вариантах схем по Фиг.13 на основе классических представлений однозначно предсказывает регистрацию совершенно одинаковых осциллограмм АЧХ, т.е. резонансной кривой контура 18. Однако проведенный эксперимент показал, что электродинамические процессы в контуре 18, включенном по схеме по Фиг.13а и Фиг.13б, имеют совершенно различную физическую природу.

Контур 18 в описываемом эксперименте содержит плоский конденсатор 19 с размерами 2× 2 см, d=1 мм, изготовленный из высокочастотного диэлектрического материала, имеющего двухстороннюю металлизацию. Относительная диэлектрическая проницаемость ε =7. Расчетное значение электрической емкости С≅ 22× 10^-12 Ф. Входящая в контур 18 индуктивность 12 имеет L≈ 7× 10^-8 Гн. Расчетная частота резонанса f≅ 120 МГц. Осциллограмма, представленная на Фиг 14а, полученная с помощью прибора 21 для варианта включения по Фиг.13а, демонстрирует четкое соответствие хода резонансной кривой контура 18 форме, определяемой классическим расчетом.

В то же время приведенная на Фиг.14б АЧХ контура 18, включенного по схеме согласно Фиг.13б, резко отличается от АЧХ контура 18 в предшествующем варианте включения наличием резонанса в полосе частот 550-650 МГц, что соответствует почти пятикратному изменению резонансной частоты контура 18.

Так как различие схем по Фиг.13а и Фиг.13б касается только характера подключения конденсатора 19 к фидеру, очевидно, что в случае Фиг.13б, в силу определенных, не вписывающихся в классические положения причин (пояснены ниже), емкость С конденсатора 19 уменьшается в 25 раз.

Кроме того, как было установлено в ходе испытаний устройств по Фиг.13а и Фиг.13б, при замене резистора 20 генератором гармонических колебаний контур 18 в установке по Фиг.13б (см. Фиг.9г) ведет себя как антенное устройство.

Введение в схему Фиг.13б общей шины, во-первых, изменяет резонансную частоту контура 18; во-вторых, в зависимости от формы, размеров общей шины и расстояния l ее установки относительно конденсатора 19 изменяет значение КСВ, т.е. КПД контура 18 как антенного элемента.

Причина столь существенного отличия поведения контура 18 в зависимости от способа его подключения к фидеру заключается в различии хода переходного процесса в этом контуре в схемах по Фиг.13а и 13б, определяющего, в конечном итоге, характер установившегося электродинамического состояния в такой волновой системе. Если в схеме по Фиг.13а, при замене нагрузки R генератором ЭДС, включение ЭДС в контур 18 и связанный с этим переходной процесс сводится лишь к образованию стоячих волн в двух последовательно соединенных линиях передачи (L и С), имеющих различные волновые сопротивления, то в схеме по Фиг.13б развитие переходного процесса происходит совершенно иным образом. После включения ЭДС, в начальный интервал времени, развитие волнового процесса в контуре 18 происходит только за счет возникновения во внешнем пространстве электрического поля от пластины 17 конденсатора 19 с размером "а" по оси Z и шириной "в" относительно некоторой общей шины (включая оплетку коаксиала 13). Таким образом, переход в стационарное электродинамическое состояние в контуре 18 в данном случае не сводится только к образованию стоячих волн за счет суперпозиции прямой и отраженной бегущих волн в волновой системе. Бегущие волны в схеме по фиг.13б действуют не только в диэлектрике конденсатора 19, но и во внешнем пространстве, и результат их взаимодействия с образующимися стоячими волнами в конденсаторе 19 как в волновой линии необходимо определять исходя не из уравнений Максвелла, а из уравнений поля (4-6).

Обратимся к Фиг.12. Если векторы W₁ и W₂ определяются из первого уравнения (4) для динамики развивающихся в объеме конденсатора 11 стоячих волн, а действие в этом объеме бегущих волн совпадает по фазе с полем стоячей волны H_cт(t) (см. Фиг.15а), то взаимодействие компонент бегущих волн: Eσ (t) и Hσ (t) с фактором W с учетом (8) дает

где Е_эф и Н_эф - дополнительные компоненты электромагнитного поля, образующиеся под действием фактора W, а l_w - единичный вектор в направлении W.

Распределение компонент бегущих волн Еσ и Нσ определяется характером воздействия этих волн на конденсатор 11 как волновую систему. Так как контур 10 включен несимметрично, элемент 12' и обкладка 17' играют роль транслятора бегущих волн, появление которых в области между обкладками 16-17 обязано заряду обкладки 16 под действием однонаправленного тока по направлению W₂.

Диаграмма распределения векторов Е_эф и Н_эф приведена на Фиг.15б.

Отметим, что величины производных Е_эф и Н_эф по времени в выражениях (10) зависят от параметра к. Из первого уравнения (4) можно установить, что величина к пропорциональна отношению амплитуд полей Е и Н, т.е. интенсивность взаимодействия полей в условиях неинерциальности их движения применительно к рассматриваемому случаю тем выше, чем меньше волновое сопротивление конденсатора 11 (или 19) как линии с распределенными постоянными, т.е. чем меньше толщина d диэлектрического слоя.

С учетом оговоренных выше фазовых соотношений и принимая во внимание только временную зависимость E(t) и H(t) из первого уравнения (10) следует, что поле Е_эф действует в противофазе с полем Е_ст стоячей волны, т.е. уменьшает величину электрической емкости С конденсатора 11 на частоте резонанса контура 10.

Второе уравнение (10) выделяет действие эффективного магнитного поля Н_эф, циркулирующего в плоскости XY. Изменение этого поля во времени, в соответствии с (7) и уравнениями Максвелла, создает поток вектора электрического поля Е_эф*, коллинеарного и синфазного с Еσ

Таким образом, проявление вызывает действие эффективной ЭДС , синфазной с контурным током I_к(t).

Важнейшим обстоятельством в данном случае является тот факт, что действие вызывает циркуляцию магнитного поля Н_эф* в плоскости XY, синфазного с полем Нσ , что приводит в ходе переходного процесса к нарастанию энергии бегущих волн и их локализации в пространственной области, в которой действует электрическая взаимосвязь контурных элементов.

Диаграмма распределения Е_эф* и Н_эф* в ближней зоне контура 10 и объеме конденсатора 11 показана на Фиг.15в.

ЭДС ε , как отмечено выше, является тем фактором, проявление которого превращает контур 10 в антенный элемент. Обращаясь к выражению (1) для действующей высоты антенны, записываемому обычно в виде где ; Q₀ - полный заряд, из предшествующих выкладок можно показать, что действие Е_эф* по оси Z в объеме конденсатора 11 приводит к трансформации соотношения (1) и при l<λ /4 действующая высота h контура - антенны 10 может быть оптимальной, т.е. может быть обеспечено полное согласование контура 10 с фидерным трактом 13. Из диаграммы, представленной на фиг.15в, видно, что параметры контура 10 как антенного элемента должны зависеть как от размера l, так и от размеров и конфигурации общей шины 14.

На фиг.15г, д, е приведены диаграммы распределенимя полей Е_ст, Н_ст, Eσ , Нσ , Е_эф, Н_эф, Е_эф* и Н_эф* для несимметричного контура 18 (см. фиг.9г). Распределение поля Е_эф* в пространстве определяет диаграмму направленности каждого из приведенных выше вариантов антенных элементов (см. Фиг.9).

Диаграммы направленности антенных элементов типа приведенных на Фиг.6 и 9г в зависимости от размеров общей шины показаны на Фиг.16а и 16б. Как и диаграмма направленности элементарного вибратора (Фиг.1), отмеченная на фиг.16а и 16б штриховой линией (полуокружность), приведенные диаграммы характ