Способ формирования сложного фазоманипулированного сигнала

Иллюстрации

Показать все

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в помехозащищенных радиолиниях. Технический результат состоит в повышении помехозащищенности радиолинии и достигается тем, что в способе формирования сложного фазоманипулированного сигнала, заключающемся в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала, полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой fo и бинарного сигнала информации. Способ отличается тем, что используемую для расширения спектра псевдослучайную последовательность (ПСП) с тактовой частотой fт разделяют на две ортогональные последовательности, одна из которых содержит только четные гармоники исходной ПСП, а другая - только нечетные, затем каждую из полученных последовательностей перемножают с простым фазоманипулированным сигналом, далее из спектра одного полученного сигнала выделяют верхнюю боковую полосу, из спектра другого сигнала - нижнюю боковую полосу, эти разноименные боковые полосы складывают, в каждой боковой полосе выделяют по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты fо+1/2fт в верхней боковой полосе и относительно частоты fo-1/2fт в нижней боковой полосе, в каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают до известной величины, а другой, симметричный ему, инвертируют, после чего выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют, причем выделяемые узкие участки спектра в каждой из боковых полос меняют по псевдослучайному закону. 6 ил.

Реферат

Предлагаемое изобретение относится к области радиотехники и может быть использовано в помехозащищенных радиолиниях.

Известно, что повышение помехозащищенности радиолиний достигается как за счет скрытности передачи, так и за счет помехоустойчивости приема. Скрытность определяет вероятность обнаружения сигнала, его идентификацию (принадлежность), время оценки параметров, вид и эффективность организованной помехи.

Поэтому при выборе вида сигнала в помехозащищенных радиолиниях необходимо прогнозировать (предусматривать) действия противника по разведке и радиоэлектронному подавлению.

Для радиоэлектронного подавления обычно используются заградительные и прицельные по частоте помехи. Если заградительная помеха имеет достаточно большую мощность, она способна подавить как широкополосные, так и узкополосные сигналы. Однако постановка заградительной помехи возможна и целесообразна далеко не всегда, так как она подавляет и свои радиолинии, работающие в этом диапазоне частот. Кроме того, для постановки эффективной заградительной помехи требуется большая мощность передатчика. В этих условиях для подавления узкополосного сигнала или сигнала с медленной псевдослучайной перестройкой рабочей частоты (ППРЧ) противник скорее поставит прицельную по частоте помеху, чем заградительную.

Широкое применение в современных помехозащищенных радиолиниях находят сигналы с ППРЧ. Однако они обладают низкой энергетической скрытностью. Более высокую энергетическую скрытность обеспечивают сложные фазоманипулированные сигналы (СФМнС), способ формирования которых, описанный в книге (Л.Е.Варакин. Системы связи с шумоподобными сигналами. - М.: Радио и связь, 1985, стр.16, рис. 1.7), принят за прототип.

Сущность способа-прототипа заключается в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала (ФМнС), полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой fo и бинарного сигнала информации. Расширение спектра осуществляется путем перемножения простого ФМнС и псевдослучайной последовательности (ПСП) с тактовой частотой fт.

Способ-прототип реализуется в устройстве, функциональная схема которого приведена на фиг.1, где обозначено:

1 - генератор несущего колебания;

21, 22 - перемножители;

3 - генератор ПСП.

Однако сформированный таким способом СФМнС имеет недостаточную структурную скрытность. Действительно, при возведении такого сигнала в квадрат образуются дискретные спектральные линии на частотах:

f=0; fт; 2fо; 2fo±fт,

где fо - частота несущего колебания;

fт - тактовая частота ПСП.

Появление спектральных линий на частотах 2fо, 2fо±fт, является основным демаскирующим признаком бинарного СФМнС, облегчает его обнаружение, идентификацию и оценку параметров.

Образование этих спектральных линий обусловлено антисимметрией фазового спектра СФМнС относительно частот fо и fо±1/2fт (фиг.2), которую можно записать как

ϕ(f-fо)=-ϕ(fо-f),

ϕ(f-fo±1/2fт)=-ϕ(fo±1/2fт-f),

При возведении в квадрат образуются произведения частотных составляющих:

- верхней и нижней боковых полос, которые дают спектральную линию на частоте 2fо;

- полос (fo-fo+1/2fт) и (fo+1/2fт-fo+fт), которые дают спектральную линию на частоте 2fo+fт;

- полос (fo-fт-fо-1/2fт) и (fо-1/2fт-fo), которые дают спектральную линию на частоте 2fo-fт;

- полос (fo-fт-fо-1/2fт) и (fo-fo+1/2fт), а также (fо-1/2fт-fо) и (fo+1/2fт-fо+fт), которые дают спектральную линию на частоте fт.

Наиболее вероятной помехой, которую может поставить противник при таком сигнале, является опасная импульсная заградительная помеха с полосой, равной полосе СФМнС (Адресные системы управления и связи. Вопросы оптимизации. /Под ред. Г.И. Тузова. - М.: Радио и связь, 1993, стр.123-127). Такая помеха способна довести вероятность ошибки в радиолинии до недопустимо большой величины.

Перечисленные недостатки можно устранить,

- во-первых, разрушением симметрии амплитудного спектра, что предотвращает образование спектральной линии на частоте 2fo;

- во-вторых, компенсацией спектральных линий на частотах 2fo±fт, причем формирование компенсирующего напряжения обеспечивается излучением с повышенной мощностью узких участков спектра простого СФМнС в каждой из боковых полос в сочетании со сменой знака (инвертированием) участков спектра, симметричных относительно частот fo+1/2fт и fo-1/2fт соответственно;

- в-третьих, сменой по псевдослучайному закону выделенных узких участков спектра, излучаемых с повышенной мощностью, что усложняет идентификацию сигнала и снижает вероятность постановки наиболее опасной помехи.

Задача, которую решает предлагаемое изобретение, состоит в повышении помехозащищенности радиолинии и достигается тем, что в способе формирования сложного фазоманипулированного сигнала, заключающемся в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала, полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой fо и бинарного сигнала информации, согласно изобретению используемую для расширения спектра псевдослучайную последовательность (ПСП) с тактовой частотой fт разделяют на две ортогональные последовательности, одна из которых содержит только четные гармоники исходной ПСП, а другая - только нечетные, затем каждую из полученных последовательностей перемножают с простым фазоманипулированным сигналом, далее из спектра одного полученного сигнала выделяют верхнюю боковую полосу, из спектра другого сигнала - нижнюю боковую полосу, эти разноименные боковые полосы складывают, в каждой боковой полосе выделяют по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты fo+1/2fт в верхней боковой полосе и относительно частоты fo-1/2fт в нижней боковой полосе, в каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают до известной величины, а другой, симметричный ему, инвертируют, после чего выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют, причем выделяемые узкие участки спектра в каждой из боковых полос меняют по псевдослучайному закону.

Графические материалы, представленные в заявке:

Фиг.1. - Функциональная схема устройства, реализующая способ-прототип.

Фиг.2. - Пример симметрии фазового спектра СФМнС.

Фиг.3. - Функциональная схема устройства, реализующая предлагаемый способ.

Фиг.4. - Форма амплитудного спектра выходного сигнала.

Фиг.5. - Пример реализации переключаемого инвертора.

Фиг.6. - Функциональная схема блока управления.

Предлагаемый способ реализуется в устройстве, функциональная схема которого приведена на фиг.3, где обозначено:

1 - генератор псевдослучайной последовательности (ГПСП);

2 - блок задержки на половину периода ПСП;

31,...3N - полосовые фильтры;

4 - блок синхронизации;

51, 52, 53 - сумматоры;

6 - блок вычитания;

71,...7N - регулируемые усилители;

8 - блок управления;

9 - генератор несущего колебания;

101, 102, 103 - перемножители;

111,...,11N - переключаемые инверторы;

12 - фильтр верхней (нижней) боковой полосы;

13 - фильтр нижней (верхней) боковой полосы.

Устройство содержит генератор ПСП 1, первый выход которого через блок синхронизации 4 соединен с входом блока управления 8, а второй выход соединен с первыми входами сумматора 51, блока вычитания 6 и с входом блока задержки 2, выход которого соединен со вторыми входами сумматора 51 и блока вычитания 6. Выход сумматора 51 через последовательно соединенные перемножитель 102 и фильтр верхней (нижней) боковой полосы 12 соединен с первым входом сумматора 53, второй вход которого через последовательно соединенные фильтр нижней (верхней) боковой полосы 13 и перемножитель 103 соединен с выходом блока вычитания 6. Устройство содержит также последовательно соединенные генератор несущего колебания 9 и перемножитель 101, второй вход которого является входом бинарного сигнала информации, а выход соединен со вторыми входами перемножителей 102 и 103. Выход сумматора 5 соединен с входом каждого из N полосовых фильтров 31,...,3N, выходы которых через соответствующие последовательно соединенные регулируемые усилители 71,...,7N и переключаемые инверторы и 111,...,11N соединены с соответствующими N входами сумматора 52, выход которого является выходом устройства. Первые N выходов блока управления 8 соединены со вторыми (управляющими) входами соответствующих регулируемых усилителей 71,...,7N, а вторые N выходов блока управления 8 соединены со вторыми (управляющими) входами соответствующих переключаемых инверторов 111,...,11N.

Работа устройства, реализующего предлагаемый способ, происходит следующим образом.

Периодическую псевдослучайную последовательность с тактовой частотой fт, вырабатываемую генератором 1, складывают в сумматоре 51 и вычитают в блоке 6 с задержанной на полпериода своей копией, поступающей с выхода блока 2.

В результате на выходе сумматора 51 образуется последовательность, спектр которой состоит только из четных (2,4,6...) гармоник исходной ПСП, а на выходе блока вычитания 6 образуется другая последовательность, спектр которой состоит только из нечетных (1,3,5...) гармоник исходной ПСП.

В блоке 101 перемножают несущее синусоидальное колебание, имеющее частоту fo, вырабатываемое генератором 9, и бинарный сигнал информации, получая в результате простой фазоманипулированный сигнал, спектр которого расширяют путем перемножения данного сигнала в блоках 102 и 103 с соответствующими ортогональными последовательностями, поступающими с выходов сумматора 51 и блока вычитания 6.

Фильтр боковой полосы 12 выделяет верхнюю (или нижнюю) полосу спектра сигнала с выхода блока 102, а фильтр боковой полосы 13 выделяет соответственно нижнюю (или верхнюю) полосу спектра сигнала с выхода перемножителя 103.

В результате сложения этих разноименных боковых полос на выходе сумматора 53 образуется двухполосный сигнал с несимметричным амплитудным спектром (наличию гармоники в верхней боковой полосе соответствует отсутствие соответствующей гармоники в нижней боковой полосе).

Далее из спектра полученного сигнала в каждой боковой полосе выделяют, например, при помощи гребенки полосовых фильтров 31,...3N по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты fo+1/2fт в верхней боковой полосе и относительно частоты fо-1/2fт в нижней боковой полосе. В каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают в соответствующем регулируемом усилителе 71,...,7N до известной расчетной величины, а другой выделенный участок, симметричный ему, инвертируют (изменяют знак входного напряжения) в соответствующем переключаемом инверторе 111,...,11N по командам с соответствующего выхода блока управления 8. Коэффициент усиления каждого из усилителей 71,...,7N зависит от уровня управляющего напряжения, поступающего с соответствующего выхода блока 8.

В сумматоре 52 все выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют.

Таким образом, на выходе устройства наблюдается сложный комбинированный фазоманипулированный сигнал, состоящий из широкополосной и четырех узкополосных компонент, амплитудный спектр которого представлен на фиг.4, где

Δf- ширина спектра простого ФМнС, которую можно принять равной полосе частот широкополосной компоненты;

ΔF- полоса частот одной узкополосной компоненты;

К - коэффициент усиления выделенного узкого участка спектра;

Nc - спектральная плотность простого ФМнС мощностью рс равна .

Данный сигнал можно рассматривать как сумму двух сигналов: широкополосного с высокой энергетической структурной скрытностью и сигнала с медленной ППРЧ, имеющего пониженную энергетическую скрытность.

Возможность образования дискретной спектральной линии на частоте 2fо исключается за счет разрушения симметрии амплитудного спектра относительно частоты fo.

Исключение возможности образования дискретных спектральных линий на частотах 2fo±fт достигается за счет компенсации, которая осуществляется путем сложения с разными знаками составляющих, обусловленных широкополосной и узкополосной компонентами, что видно из фиг.4.

Для компенсации дискретных линий на частотах 2fo±fт при условии равномерности спектра простого СФМнС необходимо выполнение равенства

откуда коэффициент усиления

Приведенное уравнение отражает равенство амплитуд дискретных линий на частотах 2fo±fт образующихся в каждой боковой полосе при перемножении узкополосной компоненты с симметричным участком спектра и остальных участков спектра простого ФМнС.

Смена частот узкополосных компонент и симметричных им участков спектра в боковых полосах осуществляется по псевдослучайному закону. Таким образом имитируется сигнал с ППРЧ. Узкополосные компоненты, очевидно, имеют более низкую энергетическую скрытность, поэтому обнаруживаются быстрее, чем широкополосная компонента. Естественно предположить, что и подавляться в первую очередь будут узкополосные компоненты и с большой вероятностью будут использоваться узкополосные прицельные по частоте помехи. Эти узкополосные помехи при приеме сигнала могут быть режектированы. При этом широкополосная компонента может приниматься так же, как и обычный бинарный СФМнС.

Следует подчеркнуть, что предлагаемый способ позволяет формировать сложный сигнал, который может приниматься приемниками старого парка, рассчитанными на обычный СФМнС.

Таким образом, использование предлагаемого сложного комбинированного фазоманипулированного сигнала

- во-первых, затрудняет обнаружение, идентификацию и раскрытие его структуры типовыми разведприемниками СФМнС;

- во-вторых, снижает вероятность постановки противником наиболее опасных помех;

- в-третьих, может осуществляться приемниками старого парка без модификации.

Отсюда следует, что использование такого сигнала позволяет повысить помехозащищенность радиолиний по сравнению с применением типовых (бинарных) СФМнС.

Элементы, входящие в состав устройства, функциональная схема которого представлена на фиг.3, в основном являются типовыми.

Пример реализации переключаемого инвертора 11 представлен на фиг.3, где обозначено:

11.1 - неинвертирующий повторитель;

11.2 - инвертирующий повторитель;

11.31, 11.32 - ключи;

11.4 - схема \НЕ\;

11.5 - сумматор.

Каждый из переключаемых инверторов 111...11N (фиг.3) содержит последовательно соединенные неинвертирующий повторитель 11.1 и ключ 11.31, выход которого соединен с первым входом сумматора 11.5, выход которого является выходом инвертора 11, а также последовательно соединенные инвертирующий повторитель 11.2 и ключ 11.32, выход которого соединен со вторым входом сумматора 11.5, причем входы повторителей 11.1 и 11.2 объединены и являются первым входом инвертора 11. Второй вход переключаемого инвертора 11 является управляющим (фиг.3) и соединен со вторым входом ключа 11.32 и через схему \НЕ\ 11.4 - со вторым входом ключа 11.31.

Ключи 11.31, 11.32 отпираются при подаче на вторые (управляющие) входы логической единицы и пропускают на выход входной сигнал с инвертированием или без него в зависимости от управляющего напряжения.

Блок управления 8 на своих выходах вырабатывает импульсы, управляющие коэффициентами усиления регулируемых усилителей 71,...,7N и переключаемыми инверторами 111,...,11N. В простейшем случае он может быть выполнен на основе триггерного счетчика импульсов и группы дешифраторов, настроенных на определенные состояния этого счетчика.

Функциональная схема блока управления 8 представлена на (фиг 6).

При смене состояния счетчика изменяются номера регулируемых усилителей 71,...7N (фиг.3) с повышенным коэффициентом усиления (К), а следовательно, происходит скачок частоты узкополосной компоненты. При этом включается соответствующий инвертор 111,...,11N (фиг.3) симметричного участка спектра сигнала.

Предположим, что . Тогда число триггеров в счетчике должно быть равно 6 (26=64).

На выходах триггеров счетчика формируются шестиразрядные числа, начиная от 000000 и заканчивая 111111. Используя шестивходовые схемы И и соединяя их выходы с соответствующими прямыми и инверсными выходами триггеров счетчика с помощью коммутирующей матрицы, можно организовать 64 дешифратора. При этом каждый дешифратор будет настроен на соответствующее число.

Первый набор из 64-х дешифраторов будет менять коэффициенты усиления соответствующих регулируемых усилителей 71,...,7N (фиг.3). Второй набор из 64-х дешифраторов будет управлять соответствующими инверторами 111,...,11N (фиг.3).

Блок синхронизации 4 может быть выполнен в виде дешифратора, на выходе которого появляется импульс при определенной комбинации состояний триггеров регистра сдвига, на основе которого построен генератор ПСП 1.

Способ формирования сложного фазоманипулированного сигнала, заключающийся в расширении спектра простого фазоманипулированного сигнала, полученного перемножением несущего синусоидального колебания с частотой fо и бинарного сигнала информации, отличающийся тем, что используемую для расширения спектра псевдослучайную последовательность (ПСП) с тактовой частотой fт разделяют на две ортогональные последовательности, одна из которых содержит только четные гармоники исходной ПСП, а другая - только нечетные, затем каждую из полученных последовательностей перемножают с простым фазоманипулированным сигналом, далее из спектра одного полученного сигнала выделяют верхнюю боковую полосу, из спектра другого сигнала - нижнюю боковую полосу, эти разноименные боковые полосы складывают, в каждой боковой полосе выделяют по два узких участка спектра, симметричных относительно частоты fо+1/2fт в верхней боковой полосе и относительно частоты fо-1/2fт в нижней боковой полосе, в каждой из боковых полос один из выделенных участков спектра усиливают до известной величины, а другой, симметричный ему, инвертируют, после чего выделенные и оставшиеся невыделенными участки спектра в обеих боковых полосах суммируют, причем выделяемые узкие участки спектра в каждой из боковых полос меняют по псевдослучайному закону.