Способ обнаружения целей импульсной радиолокационной станцией и радиолокационная станция для его осуществления

Способ обнаружения целей импульсной радиолокационной станцией и радиолокационная станция для его осуществления

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиолокационной технике и может быть использовано в радиолокационных станциях (РЛС), предназначенных для навигации и обнаружения целей (в частности надводных целей), в том числе - с последующим сопровождением выбранной цели по дальности и угловым координатам, преимущественно в РЛС, работающих в условиях радиоэлектронного противодействия и установленных на подвижных носителях, а также - для повышения экологической чистоты и электромагнитной совместимости РЛС с другими радиосредствами.

В настоящее время для радионавигации и обнаружения надводных целей применяются импульсные РЛС, например, типа "Furuno" [1, 2], в которых используются в качестве зондирующих короткие импульсные сигналы с высокой скважностью и сравнительно высокой импульсной мощностью, необходимой для обнаружения эхо-сигналов от надводных целей на требуемой дальности. Недостатком таких РЛС является применение мощных зондирующих импульсов при некогерентном принципе построения и работа на постоянной несущей частоте, что является причиной низкой скрытности зондирующего излучения, а стало быть, низкой помехозащищенности, прежде всего, по отношению к ответным и прицельным помехам, а также низкой экологической чистоты и электромагнитной совместимости.

Известен способ обнаружения целей, реализованный в импульсной РЛС [3] (по патенту США № 4338604, МПК G 01 S 13/24, публикация 1982 г.) и основанный на использовании сложных когерентных сигналов с малой скважностью и сравнительно малой импульсной мощностью с внутриимпульсной модуляцией и перестройкой несущей частоты от импульса к импульсу. При этом обеспечиваются требуемые дальность обнаружения и разрешение по дальности и достигаются повышение скрытности и помехозащищенности, а также - экологической чистоты и электромагнитной совместимости.

Основным недостатком способа обнаружения и РЛС [3] является сравнительно высокий уровень остатков (боковых лепестков автокорреляционной функции) при сжатии сложных сигналов и, как следствие, недостаточный динамический диапазон и малая вероятность обнаружения малоразмерных объектов, маскируемых остатками эхо-сигналов от больших объектов. Другим недостатком является неоптимальный выбор параметров зондирующих импульсов при отсутствии их регулирования, а также учета собственной скорости носителя РЛС.

Наиболее близким к предлагаемому изобретению является способ обнаружения целей, реализованный в РЛС [4] (патент РФ № 2039365, G 01 S 13/52 с приоритетом от 27.09.93, публ. 09.07.95) и принятый в качестве прототипа предлагаемого изобретения. Способ-прототип включает генерирование высокостабильных по частоте СВЧ-колебаний, скачкообразную перестройку их несущей частоты f_c от периода к периоду повторения импульсов по произвольному закону, внутриимпульсную фазовую манипуляцию двоичным многоразрядным кодом, перестройку кода фазовой манипуляции от периода к периоду повторения импульсов, импульсную амплитудную модуляцию, излучение зондирующих импульсов, прием отраженных сигналов, супергетеродинное преобразование принимаемых сигналов с помощью гетеродинных СВЧ-колебаний с высокостабильной частотой, перестраиваемой синхронно с несущей частотой зондирующих импульсов, усиление принимаемых сигналов по промежуточной частоте, квадратурное фазовое детектирование сигналов, усиление квадратурных составляющих сигналов по видеочастоте, бинарное квантование квадратурных составляющих по нулевому уровню, цифровую согласованную фильтрацию - сжатие по времени квадратурных составляющих, объединение сжатых квадратурных сигналов, бинарное квантование объединенных сигналов с пороговым уровнем, выбираемым из условия допустимой вероятности превышения его шумовыми выбросами, межпериодное накопление квантованных сигналов за время пачки и обнаружение пачки импульсных эхо-сигналов путем сравнения результата накопления с пороговым уровнем.

РЛС [4], принятая в качестве прототипа предлагаемого устройства, содержит последовательно соединенные синхронизатор, блок перестройки частоты, возбудитель, фазовый манипулятор, усилитель мощности, антенный переключатель и антенну, последовательно соединенные усилитель высокой частоты, смеситель, усилитель промежуточной частоты, последовательно соединенные блок фазовых детекторов, блок видеоусилителей и блок амплитудных квантователей, а также два идентичных перестраиваемых дискретных фильтра, выходы которых соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока объединения квадратур, выход которого соединен с первым входом устройства обработки информации, и блок приводов антенны, выход которого соединен кинематической связью с антенной, причем вход усилителя высокой частоты присоединен к третьему плечу антенного переключателя, гетеродинный вход смесителя и вход напряжения опорной частоты блока фазовых детекторов соединены с соответствующими выходами возбудителя, первый выход - упреждающих импульсов - синхронизатора соединен также с первым входом генератора кода, второй вход которого, объединенный с входами управления записью кодов перестраиваемых дискретных фильтров, подключен к выходу пачек импульсов тактовой частоты синхронизатора, а выход - к входам кода фазового манипулятора и перестраиваемых дискретных фильтров, выход синхроимпульсов синхронизатора соединен через импульсный модулятор с усилителем мощности, а также - с соответствующим входом устройства обработки информации, выход импульсов тактовой частоты синхронизатора соединен с тактовыми входами перестраиваемых дискретных фильтров и устройства обработки информации, а информационный вход последнего подключен к выходу кодов азимута блока приводов антенны.

В известном изобретении обеспечивается полное подавление остатков после сжатия благодаря сочетанию перестройки кода фазовой манипуляции (ФМ) от импульса к импульсу с цифровой согласованной фильтрацией ФМ-сигналов и последующим межпериодным накоплением бинарно-квантованных сжатых сигналов за время пачки, что позволяет обеспечить надежное обнаружение эхо-сигналов от малоразмерных объектов.

Недостатком прототипа является недостаточно высокая скрытность зондирующего излучения и, как следствие, недостаточно высокая помехозащищенность и экологическая чистота РЛС как из-за неоптимального выбора параметров зондирующих импульсов при отсутствии учета собственной скорости носителя РЛС, так и из-за отсутствия регулирования параметров сигналов и обработки по мере уменьшения дальности до целей. В частности, речь идет о снижении наблюдаемости эхо-сигналов от целей, находящихся на дальностях R≪R₀, где R - дальность до цели, , с - скорость света, Т_И - длительность зондирующих импульсов, используемых для обнаружения эхо-сигналов на максимальной требуемой дальности, а также - о недостаточной разрешающей способности по дальности и точности измерения дальности целей, находящихся на малых дальностях, что в результате может привести к ошибкам навигации.

Технической задачей изобретения является повышение скрытности зондирующего излучения и, как следствие, помехозащищенности и экологической чистоты РЛС путем оптимального выбора параметров зондирующего излучения и параметров обработки сигналов с учетом собственной скорости носителя РЛС, регулирования этих параметров в зависимости от ожидаемой или измеряемой дальности до обнаруживаемых целей, а также оптимальной фильтрации сигналов от целей в ближней зоне для дальностей .

Сущность изобретения заключается в том, что в способе обнаружения целей импульсной радиолокационной станцией, включающем генерирование высокостабильных по частоте СВЧ-колебаний, скачкообразную перестройку их несущей частоты f_c от периода к периоду повторения импульсов по произвольному закону, внутриимпульсную фазовую манипуляцию двоичным многоразрядным кодом, перестройку кода фазовой манипуляции от периода к периоду повторения импульсов, импульсную амплитудную модуляцию, излучение зондирующих импульсов, прием отраженных сигналов, супергетеродинное преобразование принимаемых сигналов, усиление принимаемых сигналов по промежуточной частоте, квадратурное фазовое детектирование сигналов, усиление квадратурных составляющих сигналов по видеочастоте, бинарное квантование квадратурных составляющих сигналов по нулевому уровню, сжатие по времени квадратурных составляющих, объединение сжатых квадратурных сигналов, бинарное квантование объединенных сигналов с пороговым уровнем, выбираемым из условия допустимой вероятности превышения его шумовыми выбросами, межпериодное накопление двоичных сигналов за время пачки, обнаружение пачки импульсных эхо-сигналов путем сравнения результата накопления с пороговым уровнем, длительность Т_И зондирующих импульсов и разрядность N кода фазовой манипуляции выбирают из условий

где R_max - максимальная ожидаемая дальность до цели,

с - скорость света,

ΔR - требуемое разрешение по дальности,

По мере приближения к цели и уменьшения R_max уменьшают Т_И при сохранении или уменьшении N, одновременно регулируют полосу пропускания приемного устройства в соответствии с соотношением и уменьшают импульсную мощность зондирующих импульсов пропорционально , по значению V собственной скорости носителя радиолокационной станции, измеряемой бортовой системой навигации, вычисляют допплеровскую частоту F_Д в соответствии с соотношением

где ψ_A, ϑ_A - углы, определяющие направление оси диаграммы направленности антенны соответственно по азимуту и углу места относительно направления вектора V, затем в дискретные моменты времени с периодом, равным , сдвигают по фазе в сторону отставания комплексную огибающую бинарно-квантованных сигналов после фазового детектирования на угол , где 2^r - число уровней квантования угла 2π, r=2, 3,... - целые числа, и изменяют коэффициент сжатия N₁(R) к уровень квантования U(N₁) объединенных сжатых сигналов от целей на дальностях R<R₀ в соответствии с соотношениями

где - целая часть от

- монотонно возрастающая функция

N_min>1.

В радиолокационную станцию, реализующую указанный способ, содержащую последовательно соединенные синхронизатор, блок перестройки частоты, возбудитель, фазовый манипулятор, усилитель мощности, антенный переключатель и антенну, последовательно соединенные усилитель высокой частоты, смеситель, усилитель промежуточной частоты, выход которого соединен с сигнальным (первым) входом блока фазовых детекторов, последовательно соединенные блок фазовых детекторов, блок видеоусилителей и блок амплитудных квантователей, а также два идентичных перестраиваемых дискретных фильтра, выходы которых соединены, соответственно, с первым и вторым входами блока объединения квадратур, выход которого соединен с первым входом устройства обработки информации, и блок приводов антенны, выход которого соединен кинематической связью с антенной, причем вход усилителя высокой частоты присоединен к третьему плечу антенного переключателя, гетеродинный вход смесителя и вход напряжения опорной частоты блока фазовых детекторов соединены с соответствующими выходами возбудителя, первый выход - упреждающих импульсов - синхронизатора соединен также с первым входом генератора кода, второй вход которого, объединенный с входами управления записью кодов перестраиваемых дискретных фильтров, подключен к выходу пачек импульсов тактовой частоты синхронизатора, а выход - к входам кода фазового манипулятора и перестраиваемых дискретных фильтров, выход синхроимпульсов синхронизатора соединен через импульсный модулятор с усилителем мощности, а также - с соответствующим входом устройства обработки информации, выход импульсов тактовой частоты синхронизатора соединен с тактовыми входами перестраиваемых дискретных фильтров и устройства обработки информации, а информационный вход последнего подключен к выходу кодов азимута блока приводов антенны, дополнительно введены последовательно соединенные вычислитель допплеровской частоты, преобразователь "код-частота" и компенсатор допплеровской частоты, первый и второй выходы которого соединены соответственно с сигнальными входами первого и второго перестраиваемых дискретных фильтров, а также блок формирования порога, вход импульсов тактовой частоты которого и соответствующий вход преобразователя "код-частота" подключены к соответствующему выходу синхронизатора, информационные выходы кодов азимута и угла места блока приводов антенны и информационный выход блока перестройки частоты подключены к соответствующим входам вычислителя допплеровской частоты, выход сигналов обнуления синхронизатора соединен с соответствующими входами блока формирования порога, устройства обработки информации и перестраиваемых дискретных фильтров, а выходы командных сигналов устройства обработки информации с первого по третий соединены, соответственно, с управляющими входами блока видеоусилителей, синхронизатора и усилителя мощности, при этом блок фазовых детекторов содержит 2^r-1 фазовых детекторов, выходы которых через соответствующие 2^r-1 видеоусилителей блока видеоусилителей подключены к 2^r-1 амплитудным квантователям блока амплитудных квантователей, а выходы последних соединены с соответствующими сигнальными входами компенсатора допплеровской частоты.

Согласно предлагаемому способу обнаружения целей импульсной РЛС предлагается выбирать длительность T_И зондирующих импульсов из условия

где R_max - максимальная ожидаемая дальность до цели,

а число разрядов N кода ФМ - из соотношения

где ΔR - требуемое разрешение по дальности,

уменьшать длительность зондирующих импульсов по мере приближения к целям и уменьшения R_max при сохранении (или уменьшении) числа разрядов кода ФМ, одновременно регулировать полосу пропускания приемного устройства в соответствии с соотношением

регулировать импульсную мощность зондирующих сигналов по мере изменения R_max до целей пропорционально , сдвигать по фазе в сторону отставания периодически - в дискретные моменты времени - комплексную огибающую бинарно-квантованных сигналов после фазового детектирования на угол с периодом, равным , где r=2, 3,... - целые числа,

F_Д - допплеровская частота, которую определяют из соотношения

где V - собственная скорость носителя РЛС;

ψ_A, ϑ_A - углы, определяющие направление оси диаграммы направленности антенны по азимуту и углу места относительно направления вектора V,

в частности, при r=2 - путем круговой коммутации прямых и инвертированных квадратурных составляющих этих сигналов, и изменять коэффициент N₁(R) сжатия при согласованной фильтрации, а также уровень U(N₁) квантования объединенных сжатых сигналов от целей на дальностях R<R₀, где

по правилам

где - ′′целая часть от N_min>1

- монотонно возрастающая функция например

Приведем необходимые пояснения.

Выполнение условия (1) приводит к выбору максимально возможной длительности Т_И зондирующего импульса при обеспечении временной развязки между передачей и приемом, а следовательно, обеспечит при данной энергии импульса минимизацию его импульсной мощности, т.е. предельную скрытность зондирующего излучения. Соотношения (2) и (3) определяют выбор требуемого разрешения по дальности и полосы приемного устройства, согласованной со спектром радиолокационных импульсов сигналов.

Применение в РЛС сравнительно длинных импульсов при когерентной внутриимпульсной обработке (в частности, при сжатии ФМ-сигналов) приводит к существенному ограничению полосы ΔF_Д пропускания канала по допплеровской частоте, которая определяется формулой

следующей из выражения для частотной характеристики по частоте Допплера оптимальной внутриимпульсной обработки

справедливой для всех импульсных сигналов с прямоугольной амплитудной огибающей [5].

Поэтому, если не принять специальных мер, для РЛС, установленных на борту движущихся носителей, допплеровский сдвиг частоты F_Д сигналов, отраженных от целей, может превзойти полуширину полосы 0,5ΔF_Д, и соответствующие сигналы не будут обнаружены. Это ограничивает выбор длительности Т_И зондирующих импульсов. Для того, чтобы сделать возможным обнаружение эхо-сигналов с большими длительностями Т_И и обеспечить, таким образом, повышение скрытности, предлагается произвести компенсацию фазового сдвига из-за допплеровской частоты F_Д отраженных сигналов вследствие движения носителя.

С этой целью предлагается, во-первых, вычислять эту допплеровскую частоту, как указано выше, - в соответствии с выражением (4), во-вторых, сдвигать фазу (в сторону запаздывания) принимаемых сигналов по квазилинейному закону, т.е.

при

где j=1, 2, 3,...

Таким образом, - на угол через часть периода допплеровской частоты F_Д, т.к. при этом аппроксимируется требуемый линейный закон ϕ_Д(t)=ϕ₀-2πF_Дt, соответствующий вычитанию частоты Допплера F_Д из спектра комплексной огибающей принимаемых сигналов.

Оценим, к каким энергетическим потерям ведет предлагаемая ступенчатая аппроксимация (9) линейного фазового сдвига ϕ_Д(t).

Выражение для отношения сигнал/шум по напряжению после сжатия и объединения квадратурных составляющих имеет вид

где

- квадратурные составляющие сигнала до сжатия, причем ϕ(t) в (11) выражается в виде (9), t_i=t₀+iτ_И, i=1,2,..., N.

Далее, в момент согласования весовые коэффициенты h_i фильтров сжатия в квадратурах и кодовые символы q_i=±1 ФМ-видеосигналов согласованы, так что h_N-iq_i=1 при i=1,2,..., N.

В идеальном случае, когда ϕ_Д(t)=ϕ₀-2πF_Дt, подставляя ϕ_Д(t_i) вместо ϕ(t_i) в (11), получим

В случае предлагаемой ступенчатой аппроксимации (9) получим из (10), (11), как нетрудно видеть, выражение

откуда после несложных преобразований

Значения коэффициента, определяющие потери из-за дискретности предлагаемого закона (9) по сравнению с идеальным, приведены в таблице

r	Kr	Kr, дБ
2	0,90	0,9
3	0,974	0,2
4	0,999	0,02

Таким образом, уже при r=2 потери в энергии из-за аппроксимации линейного закона изменения фазы согласно (9) не превосходят 1 дБ.

Регулирование импульсной мощности зондирующих сигналов в режимах обнаружения и сопровождения по мере уменьшения соответственно ожидаемой или измеряемой дальности до цели позволяет обеспечить предельную скрытность зондирующего излучения. При этом следует иметь в виду, что по мере приближения к цели длительность T_И зондирующих импульсов предлагается уменьшать пропорционально уменьшению дальности, поэтому для обеспечения минимально необходимого обнаружения отношения сигнал/шум предлагается регулировать импульсную мощность зондирующих сигналов пропорционально кубу ожидаемого значения дальности до целей. Наконец, при уменьшении дальности до целей до значений R<R₀ предлагается обеспечить согласование параметров обработки - оптимальной фильтрации - с усеченными принимаемыми сигналами вследствие их частичного наложения на зондирующие сигналы.

При этом коэффициент сжатия усеченных принимаемых сигналов определяется выражением (6), и для достижения согласования этих сигналов с фильтром сжатия целесообразно изменять его длину в зоне, где R<R₀, пропорционально текущей дальности. При этом дисперсия шумов после сжатия уменьшается, и поэтому целесообразно уменьшать также уровень U квантования объединенных сжатых сигналов на дальностях R<R₀ так, чтобы вероятность его превышения шумовыми выбросами оставалась постоянной, при этом обеспечивается дополнительное повышение помехозащищенности РЛС в этой области.

Для того, чтобы найти требуемый закон изменения порогового уровня при R<R₀, определим вероятности превышения его при наличии и отсутствии сигнала, т.е. P_СШ и Р_Ш соответственно.

Предполагая, что амплитуда U₀ принимаемого сигнала распределена по закону Рэлея, а начальная фаза - по равномерному закону в интервале , получим для плотности распределения процесса после сжатия при объединении квадратур по правилу "корень квадратный из суммы квадратов"

где х>0, , причем - отношение сигнал/шум (по мощности) до сжатия.

При объединении квадратур по правилу "сумма квадратов" получим , где y>0.

Соответственно, для вероятностей превышения уровней х₀ и у₀ при наличии и отсутствии сигналов получим

, , так что - в первом случае,

, , причем - во втором случае.

Таким образом, характеристики обнаружения в обоих случаях одинаковы, но пороговый уровень в первом случае выбирается из соотношения , а во втором случае - из соотношения .

Поэтому, в зависимости от правила объединения квадратур, пороговый уровень в области R<R₀ должен быть линейной или квадратичной функцией квадратного корня из коэффициента сжатия N₁≤N.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами, на которых представлены:

- фиг.1 - структурная схема РЛС, реализующей заявляемый способ;

- фиг.2 - структурная схема возбудителя (В) передатчика;

- фиг.3 - структурная схема блока перестройки частоты (БПЧ);

- фиг.4 - структурная схема компенсатора допплеровской частоты (КДЧ);

- фиг.5 - структурная схема преобразователя "код-частота" (ПКЧ);

- фиг.6 - структурная схема перестраиваемых дискретных фильтров (ПДФ);

- фиг.7 - структурная схема устройства обработки информации (УОИ);

- фиг.8 - структурная схема блока формирования порога (БФП);

- фиг.9 - структурная схема блока первичной обработки (БПО);

- фиг.10 - осциллограммы сигналов на выходах синхронизатора (С);

- фиг.11 - структурная схема синхронизатора.

На фиг.1 приняты следующие обозначения:

1 - антенна (А);

2 - антенный переключатель (АП), который может быть выполнен в виде ферритового Y-циркулятора;

3 - усилитель мощности (УМ), представляющий собой СВЧ-усилитель с импульсной модуляцией, реализуемый в зависимости от требуемой мощности и полосы усиливаемых частот на основе электровакуумного прибора (амплитрон, лампа бегущей волны, многолучевой клистрон и т.д.) или полупроводникового прибора (транзистор) - см., например, [6], стр.19-52. Управление мощностью УМ 3 может осуществляться, например, введением управляемого затухания в цепь возбуждения или коммутацией в выходных цепях;

4 - фазовый манипулятор (ФМ), который может быть выполнен по схеме, приведенной в описании к патенту США № 4338604 [3], причем в качестве линии задержки может использоваться отрезок полоскового волновода, коммутируемый СВЧ-диодами, которые управляются импульсами, поступающими от генератора кода (см. ниже);

5 - возбудитель (В), структурная схема которого представлена на фиг.2;

6 - импульсный модулятор (ИМ), который, в зависимости от схемы УМ, может быть реализован по одной из схем, приведенных в [6], стр.103-107, рис.43-45;

7 - перестраиваемый генератор кода (ГК), который может быть выполнен по схеме, приведенной в описании к патенту № 2039365 [4];

8 - блок перестройки частоты (БПЧ), структурная схема которого приведена на фиг.3;

9 - усилитель высокой частоты (УВЧ), реализуемый в виде малошумящего транзисторного СВЧ-усилителя;

10 - смеситель (СМ), выполненный в виде балансного смесителя;

11 - усилитель промежуточной частоты (УПЧ);

12 - блок фазовых детекторов (БФД), состоящий в общем случае из 2^r-1 идентичных фазовых детекторов, на которые подается опорное напряжение со сдвигами фаз на на последующей относительно предыдущего, в частности, при r=2 БФД состоит из двух идентичных фазовых детекторов, на которые опорное напряжение подается со сдвигом фаз на (на один относительно другого);

13 - блок из 2^r-1 (в общем случае) идентичных видеоусилителей, полоса которых может изменяться по управляющему сигналу, например, путем коммутации конденсаторов, определяющих частоту среза частотной характеристики (в частности, при r=2 БФД состоит из двух идентичных видеоусилителей);

14 - блок из 2^r-1 (в общем случае) амплитудных квантователей (БАК), осуществляющих амплитудное квантование сигналов и шумов, поступающих на их входы по нулевому пороговому уровню на две градации - например, 1 или 0 (в частности, при r=2 БАК состоит из двух идентичных амплитудных квантователей);

15 - компенсатор допплеровской частоты (КДЧ), структурная схема которого приведена на фиг.4 (для наглядности, для случая r=2);

16 - преобразователь "код-частота" (ПКЧ), структурная схема которого приведена на фиг.5;

17 - вычислитель допплеровской частоты (ВДЧ), который выполняет расчеты допплеровской частоты по формуле

по известным значениям скорости V носителя РЛС, получаемым от бортовой навигационной системы, частоты f_С зондирующего излучения и углов ψ_A и ϑ_A, получаемым от блока 8 перестройки частоты и блока 22 приводов антенны (см. ниже) соответственно;

18₁, 18₂ - идентичные перестраиваемые дискретные фильтры (ПДФ), структурная схема которых приведена на фиг.6;

19 - блок объединения квадратур (БОК);

20 - устройство обработки информации (УОИ), структурная схема которого приведена на фиг.7;

21 - блок формирования порога (БФП), структурная схема которого приведена на фиг.8;

22 - синхронизатор (С), структурная схема которого приведена на фиг.11, а на фиг.10 приведены осциллограммы сигналов на выходах синхронизатора;

23 - блок приводов антенны (БП), состоящий из привода азимута, привода угла места и соответствующих датчиков.

На схеме по фиг.1 последовательно соединены синхронизатор 22, блок 8 перестройки частоты, возбудитель 5, фазовый манипулятор 4, усилитель 3 мощности, антенный переключатель 2 и антенна 1, последовательно соединены усилитель 9 высокой частоты, смеситель 10, усилитель 11 промежуточной частоты, последовательно соединены блок 12 фазовых детекторов, блок 13 видеоусилителей, блок 14 амплитудных квантователей и компенсатор 15 допплеровской частоты, вход управления которого через преобразователь 16 "код-частота" соединен с выходом вычислителя 17 допплеровской частоты, а первый и второй выходы - с первыми входами перестраиваемых дискретных фильтров 18₁, 18₂ соответственно, выходы которых подключены к соответствующим входам блока 19 объединения квадратур, а выход последнего соединен с первым входом устройства 20 обработки информации.

Вход усилителя 9 высокой частоты присоединен к третьему плечу антенного переключателя 2, гетеродинный вход смесителя 10 и вход напряжения опорной частоты блока 12 фазовых детекторов соединены с соответствующими (вторым и третьим) выходами возбудителя 5, вход управления полосой блока 13 видеоусилителей соединен с первым выходом устройства 20 обработки информации, второй и третий выходы которого соединены с входами управления синхронизатора 22 и усилителя 3 мощности соответственно.

Второй вход (импульсов модуляции) усилителя 3 мощности соединен с выходом импульсного модулятора 6, вход которого и пятый вход устройства 20 обработки информации соединены с пятым выходом синхронизатора 22.

К первому выходу синхронизатора 22 подключен первый вход генератор 7 кода, к выходу которого подключены управляющий вход фазового манипулятора 4 и кодовые (пятые) входы перестраиваемых дискретных фильтров 18₁ и 18₂. Ко второму выходу синхронизатора 22 подключены четвертые входы перестраиваемых дискретных фильтров 18₁ и 18₂ и второй вход генератора 7 кодов.

Третий выход синхронизатора 22, на котором формируется последовательность импульсов тактовой частоты, соединен со вторым управляющим входом преобразователя 16 "код-частота", со вторыми входами устройства 20 обработки информации и блока 21 формирования порога, а также с третьими входами ПДФ 18₁ и 18₂. Четвертый выход синхронизатора 22 соединен с третьим входом устройства 20 обработки информации непосредственно и - через блок 21 формирования порога - с его четвертым входом, а также - со вторыми входами перестраиваемых дискретных фильтров 18₁ и 18₂.

Шестой вход (кодов азимута) устройства 20 обработки информации и первый информационный вход вычислителя 17 допплеровской частоты подключены к первому информационному выходу блока 23 приводов антенны, второй информационный выход (кодов угла места) которого соединен со вторым входом вычислителя 17 допплеровской частоты, на третий вход которого подаются значения скорости V носителя от бортовой системы навигации. Четвертый вход вычислителя 17 допплеровской частоты соединен с информационным выходом блока 8 перестройки частоты.

Кинематический выход блока 23 приводов соединен с входом управления антенной 1. Четвертый выход устройства 20 обработки информации представляет информационный выход РЛС.

На фиг.2 представлена схема возбудителя 5, где обозначено:

24₁,..., 24_m - кварцевые генераторы (КГ₁,..., КГ_m);

25₁,..., 25_m - стробируемые усилители (Ус₁,... Ус_m);

26 - умножитель частоты (Умн);

27 - смеситель (См);

28 - генератор колебаний опорной частоты (ГОП);

29 - усилитель колебаний частоты сигнала (Ус_c);

30 - усилитель колебаний гетеродинной частоты (Ус_г);

31 - усилитель колебаний опорной частоты (Ус_оп).

На фиг.2 кварцевые генераторы 24₁,..., 24_m соединены через соответствующие стробируемые усилители 25₁,..., 25_m, управляющие входы которых образуют вход возбудителя 5, с входом умножителя 26 частоты. Выход умножителя 26 частоты через усилитель 29 соединен с первым выходом (колебаний частоты f_С сигнала) возбудителя 5, а также непосредственно с входом смесителя 27, второй выход которого через усилитель 30 колебаний гетеродинной частоты соединен со вторым выходом возбудителя 5. Ко второму входу смесителя 27 подключен первый выход генератора 28 колебаний опорной частоты, причем второй выход последнего через усилитель 31 колебаний опорной частоты соединен с третьим выходом возбудителя 5.

На фиг.3 представлена структурная схема блока 8 перестройки частоты, где обозначено:

32 - генератор шума (ГШ);

33 - усилитель-ограничитель (УО);

34 - счетчик (Сч);

35 - блок элементов И;

36 - регистр (Р);

37 - дешифратор (Дш).

На фиг.3 управляющий вход блока 35 элементов И является входом блока 8 перестройки частоты, а его сигнальные входы соединены с соответствующими выходами счетчика 34, к входу которого через усилитель-ограничитель 33 подключен выход генератора 32 шума. Выходы блока 35 поразрядно соединены с регистром 36, выходы которого подключены к первому выходу блока 8 перестройки частоты через дешифратор 37, а ко второму выходу блока 8 - непосредственно.

На фиг.4 представлена структурная схема компенсатора 15 допплеровской частоты для случая r=2, т.е. когда угол 2π квантуется на 2^r=4 уровня, где обозначено:

38₁, 38₂ - инверторы (ИНВ₁, ИНВ₂);

39₁, 39₂ - коммутаторы (K₁, К₂).

На фиг.4 первый сигнальный вход компенсатора 15 допплеровской частоты соединен с первым входом первого коммутатора 39₁ и четвертым входом второго коммутатора 39₂ непосредственно, а с третьим входом первого коммутатора 39₁ и вторым входом второго коммутатора 39₂ - через первый инвертор 38₁. Второй сигнальный вход компенсатора 15 допплеровской частоты соединен со вторым входом первого коммутатора 39₁ и первым входом второго коммутатора 39₂ непосредственно, а с четвертым входом первого коммутатора 39₁ и третьим входом второго коммутатора 39₂ - через второй инвертор 38₂. Выходы первого и второго коммутаторов 39₁, 39₂ образуют соответственно первый и второй выходы компенсатора 15 допплеровской частоты. Управляющие входы коммутаторов 39₁ и 39₂ подключены к входу управления КДЧ 15.

В общем случае компенсатор 15 допплеровской частоты имеет

2^r-1 сигнальных входов, 2^r-1 инверторов 38₁,..., 38₂ ^r-1, а каждый из коммутаторов 39₁, 39₂ имеет 2^r входов (1, 2,..., 2^r). Ниже представлены соответствующая таблица соединений входов компенсатора 15 с входами коммутаторов 39₁, 39₂ - непосредственно или через инверторы (в последнем случае это отмечается сокращением "инв").

Таблица соединений
Номер входа компенсатора 15	Номер входа коммутатора 391	Номер входа коммутатора 392
1	1	2r-1+2r-2+1
•	•	•
•	•	•
•	•	•
2r-2	2r-2	2r
2r-2+1	2r-2+1	1
•	•	•
•	•	•
•	•	Ȃ