Широкополосный усилитель

Иллюстрации

Показать все

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве входных, выходных и промежуточных каскадов аналоговых микросхем различного функционального назначения (высокочастотных и сверхвысокочастотных усилителей, широкополосных операционных усилителей, быстродействующих непрерывных стабилизаторов напряжения, перемножителей сигналов и т.д.). Технический результат заключается в повышении верхней граничной частоты усилителя fв за счет одновременной минимизации влияния на fв паразитных параметров - емкости на подложку (Сп) источника опорного тока, которая для микросхем с изоляцией р-n-переходом лежит в пределах 2-5 пФ, и емкости коллекторного перехода входного транзистора (Ск=0,5-3 пФ). Усилитель (У) содержит (фиг.2) входной и дополнительный транзисторы (Т) (1, 10), коллекторы которых соединены с основным и дополнительным выходами (3, 11) У, а эмиттеры связаны с источниками опорного тока (4, 12), их выходными паразитными емкостями (5, 13), причем к выходам (3, 11) У подключен сумматор (14). 4 з.п. ф-лы, 9 ил.

Реферат

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве входных, выходных и промежуточных каскадов аналоговых микросхем различного функционального назначения (высокочастотных и сверхвысокочастотных усилителей, широкополосных операционных усилителей, быстродействующих непрерывных стабилизаторов напряжения, перемножителей сигналов и т.д.).

Известны широкополосные усилители на основе каскадов по схеме «общий эмиттер» [1, 2], которые стали основой построения современных аналоговых микросхем [3-16]. Проблема улучшения их основного высокочастотного параметра - верхней граничной частоты - относится к числу одной из актуальных проблем современной аналоговой микросхемотехники.

Ближайшим прототипом (фиг.1а) заявляемого устройства является классический широкополосный усилитель (ШУ) [8, фиг.6], содержащий входной транзистор 1, база которого подключена ко входу 2, коллектор соединен с основным выходом усилителя 3, а эмиттер связан с источником опорного тока 4, его выходной паразитной емкостью 5 и первым выводом 6 первого двухполюсника местной обратной связи 7, причем второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной 9.

Существенный недостаток известного ШУ состоит в том, что он имеет сравнительно высокую неравномерность амплитудно-частотной характеристики крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток и, как следствие, невысокие значения верхней граничной частоты ωв=2πfв.

Этот недостаток наиболее существенно проявляется при использовании заявляемого устройства в качестве преобразователя напряжение - ток широкодиапазонных аналоговых перемножителей сигналов, схемах автоматической регулировки усиления [10, 11, 12, 13, 14, 15], когда величина сопротивления R1 двухполюсника местной обратной связи 7 измеряется единицами килоом.

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в повышении верхней граничной частоты усилителя fв за счет одновременной минимизации влияния на fв паразитных параметров - емкости на подложку (Сп) источника опорного тока 4, которая для микросхем с изоляцией р-n-переходом лежит в пределах 2-5 пФ, и емкости коллекторного перехода входного транзистора 1 (Ск1=0,5÷3 пФ).

Поставленная цель достигается тем, что в широкополосном усилителе, содержащем входной транзистор 1, база которого подключена ко входу усилителя 2, коллектор соединен с основным выходом 3, а эмиттер связан с источником опорного тока 4, его выходной паразитной емкостью 5 и первым выводом 6 первого двухполюсника местной обратной связи 7, причем второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной 9, вводятся новые элементы и связи - ко входу усилителя 2 подключена база дополнительного транзистора 10, коллектор которого соединен с дополнительным выходом усилителя 11, а эмиттер связан с дополнительным источником опорного тока 12 и его паразитной выходной емкостью 13, причем к основному и дополнительному выходам усилителя подключен сумматор сигналов 14, на выходе которого формируется полезный сигнал в виде потенциальной (или токовой) координаты.

Предлагаемый широкополосный усилитель (фиг.2) содержит входной транзистор 1, база которого подключена ко входу 2 усилителя, коллектор соединен с основным выходом усилителя 3, а эмиттер связан с источником опорного тока 4, его выходной паразитной емкостью 5 и первым выводом 6 первого двухполюсника местной обратной связи 7, причем второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной 9. Ко входу усилителя подключена база дополнительного транзистора 10, коллектор которого соединен с дополнительным выходом усилителя 11, а эмиттер связан с дополнительным источником опорного тока 12 и его паразитной выходной емкостью 13, причем к основному 3 и дополнительному 11 выходам усилителя подключен сумматор сигналов 14 основного и дополнительного выходов.

В устройстве по п.2 формулы изобретения (фиг.2) сумматор сигналов 14 выполнен в виде первого 15 и второго 16 вспомогательных двухполюсников нагрузки, что позволяет за счет введения элементов 10-13 сформировать между выходами 11 и 3 выходное напряжение усилителя, не содержащее переменных составляющих, обусловленных влиянием емкости 5 (C5=Cп1=2÷5 пФ) и емкости Ск1=0,5÷3 пФ. По существу заявляемое устройство фиг.2 является усилителем с одним входом и двумя выходами, в котором созданы специальные условия для взаимной компенсации нежелательных паразитных (высокочастотных) эффектов. Конденсаторы Ск1 и Ск10 моделируют влияние емкостей коллекторного перехода транзисторов 1 и 10 на работу схемы.

В устройстве, соответствующем третьему пункту формулы изобретения (фиг.3), сумматор сигналов 14 реализован в виде типового [1, 2] сумматора токов выходов 11 и 3 (повторителя тока). Это обеспечивает сложение выходных токов узлов 3 и 11 и формирование выходной токовой координаты усилителя в узле 3 и выходного напряжения на сопротивлении нагрузки 17 (или 18).

В усилителе фиг.4, соответствующем пункту 4 формулы изобретения, второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи 7 подключен к эмиттеру вспомогательного транзистора 19 и вспомогательному источнику опорного тока 20, а база транзистора 19 соединена с общей шиной 9. При таком включении вывод 8 оказывается соединенным по переменному току с шиной питания 9, так как выходное сопротивление каскада с общей базой на транзисторе 19 близко к нулю.

В устройстве фиг.5, соответствующем п.5 формулы изобретения, к эмиттеру транзистора 10 подключен первый вывод 21 второго двухполюсника местной обратной связи 22, а его второй вывод 23 соединен по переменному току с общей шиной 9. В частном случае режим подключения по переменному току узлов 8 и 23 к общей шине обеспечивается конденсаторами большой емкости 24 и 25. В схеме фиг.5 источники опорного тока 4 и 12 реализованы на транзисторах 26, 27 и резисторах 28 и 29. Статический потенциал на базах транзисторов 26 и 27 устанавливается источником напряжения Ec1.

На фиг.6 приведен пример построения двухкаскадного широкополосного усилителя на базе заявляемого устройства. В этой схеме режим по переменному току узла 23 («нулевой» потенциал) обеспечивается транзистором 30 и источником опорного тока 31. Сумматор сигналов 14 содержит двухполюсники 15, 16 и 32. Второй каскад усиления в схеме фиг.6 реализован на транзисторах 33, 34, источнике опорного тока 35 и резисторе нагрузки 36.

На фиг.7 показана схема фиг.2 с указанием переменных токов и напряжений, поясняющая работу заявляемого устройства.

На фиг.8 приведена схема исследованного в среде PSpice заявленного устройства (фиг.2) с использованием моделей интегральных транзисторов ФГУП «Пульсар».

На фиг.9 приведены результаты компьютерного моделирования частотной зависимости крутизны схемы фиг.8 и схемы фиг.1 при различных значениях сопротивления двухполюсника 7 R1=Ree. Эти графики показывают, что при Ree=R1=10 кОм верхняя граничная частота по крутизне, измеряемая по уровню +3 дБ, увеличивается с 26 МГц (которую имеет схема-прототип) до 891 МГц, которую обеспечивает схема фиг.8. То есть выигрыш по частотному диапазону, в котором обеспечивается равномерное преобразование входного напряжения в выходной ток схемы фиг.9, превышает 30 раз. При уменьшении R1=Ree до уровня 1 кОм соответствующий частотный диапазон расширяется более чем в 3 раза.

Рассмотрим работу схемы-прототипа фиг.1 для двух случаев - когда емкость коллектор-база транзистора 1 Ск1=0, а емкость на подложку Сп1≠0 и Ск1≠0, a Сп1=0. Это позволит упростить анализ схемы-прототипа.

Основной параметр преобразователя напряжение - ток фиг.1a - крутизна зависит от численных значений сопротивления R1, емкости на подложку Сп1 источника опорного тока I1, а также сопротивления эмиттерного перехода rэ1 транзистора VT1.

Для первого рассматриваемого случая, пренебрегая прямой передачей сигнала со входа на выход через емкость коллекторного перехода VT1 (Ск1), можно получить, что первая составляющая крутизны

где , τпп1R1,

- комплексный коэффициент усилителя по току эмиттера транзистора VT1.

При и R1≫rэ1 модуль крутизны

График последней функции показан на фиг.1б.

Его анализ показывает, что емкость на подложку Cп1 источника опорного тока I1 при R1≫r1 является доминирующим фактором в частотной зависимости первой составляющей крутизны и определяет неравномерность ее амплитудно-частотной характеристики.

Для второго случая, когда емкость на подложку значительно меньше, чем Ск1, в схеме-прототипе на высоких частотах наблюдается прямая передача сигнала со входа на выход. При малых сопротивлениях нагрузки (Rн≤rэ1)

Поэтому вторая составляющая крутизны преобразования uвх в выходной ток усилителя iвых с повышением частоты растет, создавая дополнительные проблемы с неравномерностью АЧХ и, особенно, ФЧХ.

Таким образом, наличие паразитных параметров Cп1 и Cк1 отрицательно сказывается на работе усилителя-прототипа в области высоких частот.

Рассмотрим работу заявляемого усилителя.

При подаче на вход 2 заявляемого устройства (фиг.7) высокочастотного синусоидального сигнала небольшой амплитуды uвх во входной (2) и выходных (11, 3) цепях появляются переменные токи, комплексные значения которых равны

Учитывая, что входное напряжение uвх с единичным коэффициентом передается в эмиттерные цепи транзисторов 1 и 10, можно найти, что токи через емкости 5 и 13

Эти токи (ic13, ic5) с единичным коэффициентом передачи передаются транзисторами 10 и 1 в узлы 11 и 3. Как следствие, в двухполюсниках 16 и 15 протекают суммарные токи

где - ток через двухполюсник 7, зависящий только от входного сигнала и сопротивления двухполюсника 7 R7.

При этом выходное напряжение усилителя (напряжение между узлами 11 и 3) для случая «подвешенной» (изолированной) нагрузки:

Из последнего выражения следует, что для полной взаимной компенсации паразитных эффектов в заявляемой схеме необходимо обеспечить идентичность следующих элементов: R15=R16, Ск1к10, C13=C5. При этом выходное напряжение усилителя

То есть при выполнении устройства фиг.2 по интегральным технологиям в нем реализуется широкополосная взаимная компенсация влияния паразитных параметров транзисторов на амплитудно-частотную характеристику крутизны . Данный вывод подтверждается результатами компьютерного моделирования схемы фиг.7 (фиг.8), приведенными на фиг.9.

Следует обратить внимание на еще один положительных эффект в схеме фиг.2 (фиг.7) - это снижение уровня нелинейных искажений сигнала, обусловленных нелинейностью емкостей 5 и Ск1, а также сопротивлений коллекторного перехода транзистора 1. Они также компенсируются, если одинаковы C13 и С5, Ск1 и Ск10.

В схеме фиг.5 при высокой идентичности элементов обеспечивается также частичная компенсация нелинейных искажений сигнала, обусловленных нелинейностью входной вольт-амперной характеристики транзисторов 10 и 1. Действительно, если выбрать резисторы 7 и 22 (фиг.5) одинаковыми, то в схеме фиг.5 произойдет полное подавление сигнала на выходе сумматора 14, а также всех его гармоник. При неодинаковых сопротивлениях двухполюсников 7 и 22 схема фиг.5 при R16=R15 дает усиление первой гармоники сигнала

и обеспечивает некоторое подавление гармоник, которые образуются в ней из-за нелинейных эффектов в эмиттерных переходах транзисторов 10 и 1.

Компьютерное моделирование частных вариантов заявляемого устройства (фиг.8), выполненное в среде PSpice с использованием модели транзисторов ФГУП НПП «Пульсар», подтверждает эффективность рассмотренных схемотехнических решений (фиг.9).

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микроэлектронной аппаратуры / А.Г.Алексеенко. - Изд. 2-е, перераб и доп. - М., «Сов. радио», 1977. - 408 с.

2. Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред. Дж.Грэма, Дж.Тоби, Л.Хьюлсмана // Пер. с англ. В.И.Левина и И.М.Хейфеца под. ред. к.т.н. И.Н.Теплюка. - М.: Изд-во Мир, 1974.

3. Патент США №3401351, кл.330/69.

4. Патент США №3401351, кл. H 03 f.

5. Патент Англии 1271517, кл. Н 3 Т.

6. Патент ФРГ №1487485, кл. H 03 f 3/00.

7. Патент США №3323070, кл. 330/30.

8. Патент США №3693108, кл. 330/21.

9. Патент Японии №47-34775, 98(5) А 34, А 33, H 03 f 304.

10. Патент Англии №1446214, кл. H 03 G 3/10.

11. Патент Англии №1436627, кл. H 4 R.

12. Патент Англии №1445363, кл. H 4 R.

13. Патент Англии №1461483, кл. H 4R.

14. Патент Англии №1453564, кл. H 4 R.

15. Авт. свид. СССР №853776, G 03 g 3/30.

16. Патент США №3541464, кл. 330-30.

1. Широкополосный усилитель, содержащий входной транзистор, база которого подключена ко входу усилителя, коллектор соединен с основным выходом усилителя, а эмиттер связан с источником опорного тока с его выходной паразитной емкостью и первым выводом первого двухполюсника местной обратной связи, причем второй вывод первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной, отличающийся тем, что ко входу усилителя подключена база дополнительного транзистора, коллектор которого соединен с дополнительным выходом усилителя, а эмиттер связан с дополнительным источником опорного тока с его паразитной выходной емкостью, причем к основному и дополнительному выходам усилителя подключен сумматор сигналов основного и дополнительного выходов.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор сигналов выполнен в виде первого и второго вспомогательных двухполюсников нагрузки, соединенных соответственно с основным и дополнительным выходами, а нагрузка подключена между основным и дополнительным выходами широкополосного усилителя.

3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор сигналов выполнен в виде повторителя тока, вход которого соединен с дополнительным выходом, а выход - с основным выходом широкополосного усилителя, а нагрузка подключена к основному выходу широкополосного усилителя.

4. Устройство по п.1, отличающееся тем, что второй вывод первого двухполюсника местной обратной связи подключен к эмиттеру вспомогательного транзистора и вспомогательному источнику опорного тока.

5. Устройство по п.1, отличающееся тем, что к эмиттеру дополнительного транзистора подключен первый вывод второго двухполюсника местной обратной связи, а его второй вывод соединен по переменному току с общей шиной, причем сопротивления первого и второго двухполюсников местной обратной связи неодинаковы.