Широкополосный усилитель

Широкополосный усилитель

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве входных, выходных и промежуточных каскадов аналоговых микросхем различного функционального назначения (высокочастотных и сверхвысокочастотных усилителей, широкополосных операционных усилителей, быстродействующих непрерывных стабилизаторов напряжения, перемножителей сигналов и т.д.).

Известны широкополосные усилители на основе каскадов по схеме «общий эмиттер» [1, 2], которые стали основой построения современных аналоговых микросхем [3-16]. Проблема улучшения их основного высокочастотного параметра - верхней граничной частоты - относится к числу одной из актуальных проблем современной аналоговой микросхемотехники.

Ближайшим прототипом (фиг.1а) заявляемого устройства является классический широкополосный усилитель (ШУ) [8, фиг.6], содержащий входной транзистор 1, база которого подключена ко входу 2, коллектор соединен с основным выходом усилителя 3, а эмиттер связан с источником опорного тока 4, его выходной паразитной емкостью 5 и первым выводом 6 первого двухполюсника местной обратной связи 7, причем второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной 9.

Существенный недостаток известного ШУ состоит в том, что он имеет сравнительно высокую неравномерность амплитудно-частотной характеристики крутизны преобразования входного напряжения в выходной ток и, как следствие, невысокие значения верхней граничной частоты ω_в=2πf_в.

Этот недостаток наиболее существенно проявляется при использовании заявляемого устройства в качестве преобразователя напряжение - ток широкодиапазонных аналоговых перемножителей сигналов, схемах автоматической регулировки усиления [10, 11, 12, 13, 14, 15], когда величина сопротивления R1 двухполюсника местной обратной связи 7 измеряется единицами килоом.

Основная цель предлагаемого изобретения состоит в повышении верхней граничной частоты усилителя f_в за счет одновременной минимизации влияния на f_в паразитных параметров - емкости на подложку (С_п) источника опорного тока 4, которая для микросхем с изоляцией р-n-переходом лежит в пределах 2-5 пФ, и емкости коллекторного перехода входного транзистора 1 (С_к1=0,5÷3 пФ).

Поставленная цель достигается тем, что в широкополосном усилителе, содержащем входной транзистор 1, база которого подключена ко входу усилителя 2, коллектор соединен с основным выходом 3, а эмиттер связан с источником опорного тока 4, его выходной паразитной емкостью 5 и первым выводом 6 первого двухполюсника местной обратной связи 7, причем второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной 9, вводятся новые элементы и связи - ко входу усилителя 2 подключена база дополнительного транзистора 10, коллектор которого соединен с дополнительным выходом усилителя 11, а эмиттер связан с дополнительным источником опорного тока 12 и его паразитной выходной емкостью 13, причем к основному и дополнительному выходам усилителя подключен сумматор сигналов 14, на выходе которого формируется полезный сигнал в виде потенциальной (или токовой) координаты.

Предлагаемый широкополосный усилитель (фиг.2) содержит входной транзистор 1, база которого подключена ко входу 2 усилителя, коллектор соединен с основным выходом усилителя 3, а эмиттер связан с источником опорного тока 4, его выходной паразитной емкостью 5 и первым выводом 6 первого двухполюсника местной обратной связи 7, причем второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной 9. Ко входу усилителя подключена база дополнительного транзистора 10, коллектор которого соединен с дополнительным выходом усилителя 11, а эмиттер связан с дополнительным источником опорного тока 12 и его паразитной выходной емкостью 13, причем к основному 3 и дополнительному 11 выходам усилителя подключен сумматор сигналов 14 основного и дополнительного выходов.

В устройстве по п.2 формулы изобретения (фиг.2) сумматор сигналов 14 выполнен в виде первого 15 и второго 16 вспомогательных двухполюсников нагрузки, что позволяет за счет введения элементов 10-13 сформировать между выходами 11 и 3 выходное напряжение усилителя, не содержащее переменных составляющих, обусловленных влиянием емкости 5 (C₅=C_п1=2÷5 пФ) и емкости С_к1=0,5÷3 пФ. По существу заявляемое устройство фиг.2 является усилителем с одним входом и двумя выходами, в котором созданы специальные условия для взаимной компенсации нежелательных паразитных (высокочастотных) эффектов. Конденсаторы С_к1 и С_к10 моделируют влияние емкостей коллекторного перехода транзисторов 1 и 10 на работу схемы.

В устройстве, соответствующем третьему пункту формулы изобретения (фиг.3), сумматор сигналов 14 реализован в виде типового [1, 2] сумматора токов выходов 11 и 3 (повторителя тока). Это обеспечивает сложение выходных токов узлов 3 и 11 и формирование выходной токовой координаты усилителя в узле 3 и выходного напряжения на сопротивлении нагрузки 17 (или 18).

В усилителе фиг.4, соответствующем пункту 4 формулы изобретения, второй вывод 8 первого двухполюсника местной обратной связи 7 подключен к эмиттеру вспомогательного транзистора 19 и вспомогательному источнику опорного тока 20, а база транзистора 19 соединена с общей шиной 9. При таком включении вывод 8 оказывается соединенным по переменному току с шиной питания 9, так как выходное сопротивление каскада с общей базой на транзисторе 19 близко к нулю.

В устройстве фиг.5, соответствующем п.5 формулы изобретения, к эмиттеру транзистора 10 подключен первый вывод 21 второго двухполюсника местной обратной связи 22, а его второй вывод 23 соединен по переменному току с общей шиной 9. В частном случае режим подключения по переменному току узлов 8 и 23 к общей шине обеспечивается конденсаторами большой емкости 24 и 25. В схеме фиг.5 источники опорного тока 4 и 12 реализованы на транзисторах 26, 27 и резисторах 28 и 29. Статический потенциал на базах транзисторов 26 и 27 устанавливается источником напряжения E_c1.

На фиг.6 приведен пример построения двухкаскадного широкополосного усилителя на базе заявляемого устройства. В этой схеме режим по переменному току узла 23 («нулевой» потенциал) обеспечивается транзистором 30 и источником опорного тока 31. Сумматор сигналов 14 содержит двухполюсники 15, 16 и 32. Второй каскад усиления в схеме фиг.6 реализован на транзисторах 33, 34, источнике опорного тока 35 и резисторе нагрузки 36.

На фиг.7 показана схема фиг.2 с указанием переменных токов и напряжений, поясняющая работу заявляемого устройства.

На фиг.8 приведена схема исследованного в среде PSpice заявленного устройства (фиг.2) с использованием моделей интегральных транзисторов ФГУП «Пульсар».

На фиг.9 приведены результаты компьютерного моделирования частотной зависимости крутизны схемы фиг.8 и схемы фиг.1 при различных значениях сопротивления двухполюсника 7 R1=Ree. Эти графики показывают, что при Ree=R1=10 кОм верхняя граничная частота по крутизне, измеряемая по уровню +3 дБ, увеличивается с 26 МГц (которую имеет схема-прототип) до 891 МГц, которую обеспечивает схема фиг.8. То есть выигрыш по частотному диапазону, в котором обеспечивается равномерное преобразование входного напряжения в выходной ток схемы фиг.9, превышает 30 раз. При уменьшении R1=Ree до уровня 1 кОм соответствующий частотный диапазон расширяется более чем в 3 раза.

Рассмотрим работу схемы-прототипа фиг.1 для двух случаев - когда емкость коллектор-база транзистора 1 С_к1=0, а емкость на подложку С_п1≠0 и С_к1≠0, a С_п1=0. Это позволит упростить анализ схемы-прототипа.

Основной параметр преобразователя напряжение - ток фиг.1a - крутизна зависит от численных значений сопротивления R1, емкости на подложку С_п1 источника опорного тока I₁, а также сопротивления эмиттерного перехода r_э1 транзистора VT1.

Для первого рассматриваемого случая, пренебрегая прямой передачей сигнала со входа на выход через емкость коллекторного перехода VT1 (С_к1), можно получить, что первая составляющая крутизны

где , τ_п=С_п1R₁,

- комплексный коэффициент усилителя по току эмиттера транзистора VT1.

При и R₁≫r_э1 модуль крутизны

График последней функции показан на фиг.1б.

Его анализ показывает, что емкость на подложку C_п1 источника опорного тока I₁ при R₁≫r₁ является доминирующим фактором в частотной зависимости первой составляющей крутизны и определяет неравномерность ее амплитудно-частотной характеристики.

Для второго случая, когда емкость на подложку значительно меньше, чем С_к1, в схеме-прототипе на высоких частотах наблюдается прямая передача сигнала со входа на выход. При малых сопротивлениях нагрузки (R_н≤r_э1)

Поэтому вторая составляющая крутизны преобразования u_вх в выходной ток усилителя i_вых с повышением частоты растет, создавая дополнительные проблемы с неравномерностью АЧХ и, особенно, ФЧХ.

Таким образом, наличие паразитных параметров C_п1 и C_к1 отрицательно сказывается на работе усилителя-прототипа в области высоких частот.

Рассмотрим работу заявляемого усилителя.

При подаче на вход 2 заявляемого устройства (фиг.7) высокочастотного синусоидального сигнала небольшой амплитуды u_вх во входной (2) и выходных (11, 3) цепях появляются переменные токи, комплексные значения которых равны

Учитывая, что входное напряжение u_вх с единичным коэффициентом передается в эмиттерные цепи транзисторов 1 и 10, можно найти, что токи через емкости 5 и 13

Эти токи (i_c13, i_c5) с единичным коэффициентом передачи передаются транзисторами 10 и 1 в узлы 11 и 3. Как следствие, в двухполюсниках 16 и 15 протекают суммарные токи

где - ток через двухполюсник 7, зависящий только от входного сигнала и сопротивления двухполюсника 7 R7.

При этом выходное напряжение усилителя (напряжение между узлами 11 и 3) для случая «подвешенной» (изолированной) нагрузки:

Из последнего выражения следует, что для полной взаимной компенсации паразитных эффектов в заявляемой схеме необходимо обеспечить идентичность следующих элементов: R₁₅=R₁₆, С_к1=С_к10, C₁₃=C₅. При этом выходное напряжение усилителя

То есть при выполнении устройства фиг.2 по интегральным технологиям в нем реализуется широкополосная взаимная компенсация влияния паразитных параметров транзисторов на амплитудно-частотную характеристику крутизны . Данный вывод подтверждается результатами компьютерного моделирования схемы фиг.7 (фиг.8), приведенными на фиг.9.

Следует обратить внимание на еще один положительных эффект в схеме фиг.2 (фиг.7) - это снижение уровня нелинейных искажений сигнала, обусловленных нелинейностью емкостей 5 и С_к1, а также сопротивлений коллекторного перехода транзистора 1. Они также компенсируются, если одинаковы C₁₃ и С₅, С_к1 и С_к10.

В схеме фиг.5 при высокой идентичности элементов обеспечивается также частичная компенсация нелинейных искажений сигнала, обусловленных нелинейностью входной вольт-амперной характеристики транзисторов 10 и 1. Действительно, если выбрать резисторы 7 и 22 (фиг.5) одинаковыми, то в схеме фиг.5 произойдет полное подавление сигнала на выходе сумматора 14, а также всех его гармоник. При неодинаковых сопротивлениях двухполюсников 7 и 22 схема фиг.5 при R₁₆=R₁₅ дает усиление первой гармоники сигнала

и обеспечивает некоторое подавление гармоник, которые образуются в ней из-за нелинейных эффектов в эмиттерных переходах транзисторов 10 и 1.

Компьютерное моделирование частных вариантов заявляемого устройства (фиг.8), выполненное в среде PSpice с использованием модели транзисторов ФГУП НПП «Пульсар», подтверждает эффективность рассмотренных схемотехнических решений (фиг.9).

СПИСОК ЛИТЕРАТУРЫ

1. Алексеенко А.Г. Основы микросхемотехники. Элементы морфологии микроэлектронной аппаратуры / А.Г.Алексеенко. - Изд. 2-е, перераб и доп. - М., «Сов. радио», 1977. - 408 с.

2. Проектирование и применение операционных усилителей / Под ред. Дж.Грэма, Дж.Тоби, Л.Хьюлсмана // Пер. с англ. В.И.Левина и И.М.Хейфеца под. ред. к.т.н. И.Н.Теплюка. - М.: Изд-во Мир, 1974.

3. Патент США №3401351, кл.330/69.

4. Патент США №3401351, кл. H 03 f.

5. Патент Англии 1271517, кл. Н 3 Т.

6. Патент ФРГ №1487485, кл. H 03 f 3/00.

7. Патент США №3323070, кл. 330/30.

8. Патент США №3693108, кл. 330/21.

9. Патент Японии №47-34775, 98(5) А 34, А 33, H 03 f 304.

10. Патент Англии №1446214, кл. H 03 G 3/10.

11. Патент Англии №1436627, кл. H 4 R.

12. Патент Англии №1445363, кл. H 4 R.

13. Патент Англии №1461483, кл. H 4R.

14. Патент Англии №1453564, кл. H 4 R.

15. Авт. свид. СССР №853776, G 03 g 3/30.

16. Патент США №3541464, кл. 330-30.

1. Широкополосный усилитель, содержащий входной транзистор, база которого подключена ко входу усилителя, коллектор соединен с основным выходом усилителя, а эмиттер связан с источником опорного тока с его выходной паразитной емкостью и первым выводом первого двухполюсника местной обратной связи, причем второй вывод первого двухполюсника местной обратной связи соединен по переменному току с общей шиной, отличающийся тем, что ко входу усилителя подключена база дополнительного транзистора, коллектор которого соединен с дополнительным выходом усилителя, а эмиттер связан с дополнительным источником опорного тока с его паразитной выходной емкостью, причем к основному и дополнительному выходам усилителя подключен сумматор сигналов основного и дополнительного выходов.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор сигналов выполнен в виде первого и второго вспомогательных двухполюсников нагрузки, соединенных соответственно с основным и дополнительным выходами, а нагрузка подключена между основным и дополнительным выходами широкополосного усилителя.

3. Устройство по п.1, отличающееся тем, что сумматор сигналов выполнен в виде повторителя тока, вход которого соединен с дополнительным выходом, а выход - с основным выходом широкополосного усилителя, а нагрузка подключена к основному выходу широкополосного усилителя.

4. Устройство по п.1, отличающееся тем, что второй вывод первого двухполюсника местной обратной связи подключен к эмиттеру вспомогательного транзистора и вспомогательному источнику опорного тока.

5. Устройство по п.1, отличающееся тем, что к эмиттеру дополнительного транзистора подключен первый вывод второго двухполюсника местной обратной связи, а его второй вывод соединен по переменному току с общей шиной, причем сопротивления первого и второго двухполюсников местной обратной связи неодинаковы.