Способ обнаружения и классификации надводных целей

Способ обнаружения и классификации надводных целей

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиолокационной технике, преимущественно к способам обнаружения сигналов от надводных целей с селекцией сигналов от ложных целей - источников сосредоточенных пассивным помех - и может быть использовано в когерентно-импульсных радиолокационных станциях (РЛС), установленных на скоростных носителях, в частности летательных аппаратах различного назначения, в том числе для аэрокосмической разведки морских судов.

В настоящее время в когерентно-импульсных РЛС с фильтрацией принимаемых сигналов по доплеровской частоте для обнаружения сигнала от истинной цели при наличии отражений от ложных целей - источников пассивных помех используется различие в доплеровских частотах сигналов от истинной цели и источников помех, являющееся следствием различия их радиальных скоростей [1].

Информативным признаком, используемым для классификации целей в этих технических решениях, является средняя доплеровская частота |F_д|≥0.

Недостатком такого способа является ошибочная классификация (селекция) в тех случаях, когда истинная цель неподвижна или движется в направлении, перпендикулярном направлению распространения излучения - в этих случаях частота F_д=0, а также когда источник пассивной помехи (ложная цель) движется, так что частота F_д эхосигнала от источника помехи отлична от нуля.

Известен другой способ, рассмотренный в [2], который основан на излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме отраженных сигналов, фильтрации принятых в каждом элементе разрешения по дальности сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерении их мощностей, сравнении результатов измерения с пороговым уровнем, принятии решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощности, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышают пороговый уровень. Недостатком этого способа является невозможность селекции истинных целей от одиночных уголковых отражателей (УО). Причина этого явления, как известно, состоит в том, что в отличие от дипольных облаков (ДО), а также от связок УО, соединенных гибкими фалами (тросами), спектр межпериодных флюктуации сигналов от одиночных УО, как и сигналов от надводных кораблей (НК), является узкополосным, т.к. отраженные от тех и других сигналы флюктуируют медленно [3], так что селекция их указанным способом невозможна.

Наиболее близким к по технической сущности аналогом, принятым за прототип предлагаемого способа, является способ селекции надводных целей [4].

Способ по прототипу основан на двухэтапной селекции, а именно после первого этапа, состоящего в излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме отраженных сигналов, фильтрации принятых сигналов: по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих в каждом элементе разрешения по дальности, измерении мощностей частотных составляющих, сравнении результатов измерений с пороговым уровнем, принятии предварительного решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощность, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышает пороговый уровень, где k - отношение максимальной ожидаемой ширины спектра межпериодных флюктуации сигналов от истинной цели к ширине полосы одной частотной составляющей, переходят ко второму этапу, заключающемуся в излучении когерентных радиоимпульсов в течение п периодов повторения с изменяющейся от импульса к импульсу несущей частотой f_i,

i= 1, 2,..., m, причем

где с - скорость света, l - минимальная по ракурсу ожидаемая протяженность истинной цели в радиальном направлении, приеме отраженных сигналов от целей, принятых за истинные на первом этапе селекции, фильтрации сигналов на каждой из m несущих частот по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерении их мощностей S_ir (r=1, 2,..., М), нахождении максимальных значений мощностей частотных составляющих S_i=S_ir, r∈1, 2,..., М, вычислении нормированного значения S_H по формуле

где S_m+1=S₁,

сравнении полученного результата со вторым пороговым уровнем и принятии решения о наличии сигнала от истинной цели при превышении порогового уровня.

Недостатком способа-прототипа является невозможность классификации истинных целей, т.е. вынесения решения о принадлежности надводного корабля к определенному классу (в частности, классу "главных" целей).

Задачей изобретения является обеспечение возможности классификации истинных целей и определения их принадлежности к определенному классу целей.

Решение поставленной задачи основано на оценке информативных признаков (продольного и поперечного размеров, радиальной скорости и архитектуры) надводного корабля по его радиолокационному образу, полученному путем синтезирования апертуры при переднебоковом обзоре с когерентной обработкой, и вынесении решения о классе надводного корабля путем сравнения значения статистической решающей функции информативных признаков с пороговым уровнем.

Сущность предлагаемого способа обнаружения и классификации надводных целей заключается в том, что в известном способе селекции, основанном на излучении когерентных радиоимпульсов с постоянной несущей частотой, приеме отраженных сигналов, фильтрации принятых сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих в каждом элементе разрешения по дальности, измерении мощностей частотных составляющих, сравнении результатов измерений с пороговым уровнем, принятии решения о наличии сигнала от истинной цели, если мощности, по крайней мере, одной, но не более k смежных частотных составляющих превышают первый пороговый уровень, где k - отношение максимальной ожидаемой ширины спектра межпериодных флюктуаций сигналов от истинной цели к ширине полосы одной частотной составляющей, излучении на втором этапе когерентных радиоимпульсов в течение n периодов повторения с изменяющейся от импульса к импульсу несущей частотой f_i, i= 1, 2,..., m, причем где с - скорость света, l - минимальная по ракурсу ожидаемая протяженность истинной цели в радиальном направлении, приеме отраженных сигналов от целей, принятых за истинные на первом этапе селекции, фильтрации сигналов на каждой из m несущих частот по допплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих, измерении их мощностей S_ir (r=1, 2,..., М), нахождении максимальных значений мощностей частотных составляющих , вычислении нормированного значения S_H по формуле

где S_m+1=S₁,

сравнении полученного результата со вторым пороговым уровнем и принятие решения о наличии сигнала от истинной цели при превышении второго порогового уровня, дополнительно из числа целей, принятых на втором этапе селекции за истинные, выбирают цели, находящиеся на направлениях β_j, относительно направления вектора V скорости носителя, и удовлетворяющие условию

где ψ_0.5 - ширина диаграммы направленности антенны по уровню -3 дБ в плоскости, проходящей через вектор V и направление на j-ю цель, и для их классификации выбирают параметры М, m и n из соотношений:

n=m·М,

где R_j - наклонная дальность до j-й цели,

F_п - частота повторения зондирующих импульсов,

V - скорость носителя РЛС,

изменяют несущую частоту f_i(i=1, 2,..., m) зондирующих импульсов от пачки к пачке из М импульсов, сохраняя ее постоянной внутри пачек, уменьшают несущую частоту принимаемых сигналов на величину F_до доплеровской частоты, соответствующей проекции скорости V носителя РЛС на направление β_j на j-ю цель, т.е.:

осуществляют накопление мощностей частотный составляющих S_irq (r=1, 2,..., М) в каждом элементе разрешения по дальности q_min<q<q_max принятых m₁<m пачек импульсов с учетом прогнозируемого изменения координат j-ой цели за время накопления вследствие движения носителя РЛС, формируют сигналы:

где q_min, q_max определяются границами зоны обзора по дальности при наблюдении j-й цели, находят координаты r₁(q), r₂(q) контура радиолокационного изображения j-и цели из условий:

и граничные - минимальные q₁ и максимальные q₂ значения q, при которых эти условия выполняются,

где C₀≥0 - пороговый уровень, определяемый допустимой вероятностью ложного срабатывания вследствие шумов и помех,

определяют оценки ракурса α_j j-ой цели, максимального продольного L и поперечного В ее размеров из соотношений:

по формуле:

где

r(q)=aq+d, параметры a. d выбирают из условия

Z_ср=0.5[Z₁(q)+Z₂(q)],

ΔR, ΔX - размеры элемента разрешения в радиальном (по дальности) и поперечном направлениях соответственно, проверяют выполнение условия q₂-q₁≥r(q₂)-r(q₁), и если оно не выполняется, повторяют операции от нахождения координат контура до оценок размеров цели после перестановок:

принимают решение о классе наблюдаемой цели "главная", если:

где L₁, L₂, B₁, В₂ - априорно известные значения длины и ширины радиолокационных изображений "главной" и "не главной" целей соответственно,

σ_L, σ_B - соответствующие априорно известные усредненные среднеквадратичные отклонения,

A₀ - пороговое значение, выбираемое в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями (и стоимостями) ошибок классификации.

Кроме этого, для классификации дополнительно могут использоваться в качестве информативных признаков координаты наиболее отражающих точек цели в системе координат, связанной с целью, для чего измеряют доплеровскую частоту F_дj отраженных сигналов, приходящих по направлению B_j оси диаграммы направленности антенны относительно направления вектора V скорости носителя РЛС, при где F₀ - пороговое значение, определяют координаты носа (или кормы) наблюдаемой j-ой цели по правилам вида:

при F_дj>0:q_н=q₁, r_Н=а·q₁+d (нос),

при F_дj<0:q_H=q₂, r_H=a·q₂+d (корма),

сравнивают между собой накопленные значения сигналов z(r, q) и определяют координаты r*_i, q*_j., максимальных значений i=1, 2,..., u, u>0, находят расстояния этих точек от носа по правилам:

- в продольном и поперечном направлениях соответственно, и принимают решение о классе наблюдаемой цели по правилу:

если

то цель - "главная",

где l_01i, l_02i, b_01i, b_02i - априорно известные усредненные внутри классов расстояния наиболее отражающих точек от носа корабля в продольном и поперечном направлениям для классов "главных" и не "главных" целей соответственно,

σ_li, σ_bi - соответствующие усредненные среднеквадратичные отклонения,

А₁ - пороговое значение, выбираемое в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями (и стоимостями) ошибок классификации.

Приведем необходимые пояснения.

Согласно предлагаемому способу производится радиолокационное наблюдение целей, принятых за истинные после проведения селекции и находящихся в передней полусфере на направлениях β_j, относительно направления вектора V скорости носителя, удовлетворяющих условию

с когерентной обработкой отраженных сигналов в течение времени t_k в режиме переднебокового обзора (ПБО) [5]. Определив зондирующий сигнал в виде

где a(t), ϕ(t) - функции амплитудной и фазовой модуляции соответственно, получим для сигнала, отраженного от элемента цели, в начале наблюдения находящегося под углом β где β_j - 0.5ψ_0.5≤β≤β_j+0.5ψ_0.5 относительно направления вектора V, выражение (см. фиг.8):

где R(t} - дальность до рассматриваемого элемента цели,

t - время, отсчитываемое от начала облучения.

Далее, имеем

Используя разложение в ряд Ньютона, получим из (2) с точностью до членов порядка относительно 1:

Подставляя (3) в (1) получим выражения для фазового набега и мгновенной круговой частоты принимаемых сигналов в виде:

В выражениях (2)-(4) собственная скорость цели не учитывается, т.е. цель предполагается неподвижной.

Как видно из (4), движение носителя РЛС со скоростью V приводит, во-первых, к линейному фазовому набегу Δψ₁(t), который соответствует сдвигу частоты в спектре отраженного сигнала на частоту Доплера:

где - длина волны излучаемых сигналов,

во-вторых, к фазовому набегу с квадратичной зависимостью от времени:

зависящему также от дальности до цели.

Ограничиваясь здесь случаем так называемого нефокусированного обзора [5], примем условие допустимых фазовых искажений:

тогда для предельного значения времени когерентной обработки получим:

откуда, в свою очередь, имеем выражение для числа когерентно обрабатываемых импульсов при наблюдении j-й цели:

далее, полоса пропускания одного канала обработки по частоте Доплера выражается формулой

откуда следует, что число М каналов обработки, равное числу спектральных составляющих сигнала

совпадает с числом когерентно обрабатываемых импульсов и определяется выражением (8).

Получим далее выражение для углового и линейного разрешений в поперечном направлении. Сопоставляя (9) с соотношением

следующим из (5), получим для эквивалентного углового разрешения

так что соответствующее линейное разрешение составляет

далее, т.к. время радиолокационного контакта с j-ой цельно составляет

то с учетом соотношений n≤F_пТ_j и получим верхнее предельное значение для m.

Учет собственной скорости цели V_j при условии , которое, как правило, выполняется для надводных целей, сводится к замене Vcosβ в выражениях (4) на Vcosβ+ V_jcos(β-α_j), где α_j - ракурс j-ой цели. Действительно, при α_j=0, когда цель движется навстречу РЛС, доплеровская частота сигналов увеличивается, а при α_j=π - наоборот, уменьшается.

Правила для нахождения координат контура радиолокационного изображения цели и оценок размеров следуют из геометрических соотношений (фиг.9) и не требуют пояснений. Перестановки, повышают точность оценок по приводимым формулам в ситуации, когда радиальный размер цели оказывается меньше поперечного (фиг.9, цель 2).

Правило классификации получается следующим образом.

Рассмотрим случай бинарной классификации объектов по совокупности информативных признаков γ₁, γ₂,..., γ_n, значения которых будем предполагать статистически независимыми, нормально распределенными с параметрами γ₁₁, γ₂₁,...γ_n1, σ₁, σ₂,..., σ_n и γ_l2, γ₂₂...,γ_n2 σ₁, σ₂,...σ_n - для первого и второго классов соответственно. Тогда составляя отношение правдоподобия по отношению к совокупности информативных признаков

получим после его логарифмирования и простых преобразований следующее правило решения:

если

то объект относится к классу 1, в противном случае - к классу 2.

Пороговое значение А статистической решающей функции выбирается в зависимости от желаемого соотношения между вероятностями ошибок классификации (и их стоимостями). В важном для практики частном случае, когда эти ошибки (ошибочная классификация объекта класса 1 как объект класса 2 и наоборот) равноценны, получается выражение

Для оценки направления движения цели предлагается измерять доплеровскую частоту отраженных сигналов, приходящих по направлению β_j оси диаграммы направленности антенны, которая, в свою очередь, определяется с возможной точностью по максимуму диаграммы направленности антенны обзорной РЛС, либо по нулю суммарно-разностной диаграммы в случае моноимпульсной РЛС, при этом как уже упоминалось, предварительно учитывают частоту Доплера, соответствующую собственной радиальной скорости носителя РЛС в том же направлении. Далее, учитывая, что надводные корабли движутся обычно носом по направлению движения, определяют координаты носа (или кормы), находят путем сравнения между собой сигналов накопленных значений мощностей частотных составляющих заданное количество их максимальных значений, определяют их координаты сначала в исходной системе, связанной с носителем, а затем, с помощью известных правил преобразования координат, расстояния соответствующих элементов цели от ее носа в продольном и поперечном направлениях.

Сущность изобретения поясняется также дальнейшим описанием и чертежами устройства, реализующего предлагаемый способ обнаружения и классификации надводных целей, на которых представлены:

фиг.1 - структурная схема РЛС, реализующей заявляемый способ,

фиг.2 - структурная схема блока перестройки частоты,

фиг.3 - структурная схема преобразователя "код-частота",

фиг.4 - структурная схема двойного балансного модулятора,

фиг.5 - схема программы устройства обработки информации,

фиг.6 - осциллограммы сигналов на выходах синхронизатора,

фиг.7 - структурная схема синхронизатора,

фиг.8 - схема переднебокового обзора,

фиг.9 - схема радиолокационного образа корабля.

На фиг.1 приняты следующие обозначения:

1 - антенна,

2 - антенный переключатель,

3 - передатчик,

4 - блок перестройки частоты,

5 - синхронизатор,

6 - приемник,

7 - фазовый детектор,

8 - блок видеоусилителей,

9 - блок стробирования по дальности,

10 - вычислитель доплеровской частоты,

11 - преобразователь "код-частота",

12 - двойной балансный модулятор,

13 - коммутатор,

14₁,, 14_m - формирователи комплексной огибающей,

15₁,..., 15_m - фильтры доплеровских частот,

16₁,.... 16_m - детекторы частотных составляющих,

17 - устройство обработки информации.

На схеме по фиг.1 последовательно соединены синхронизатор 5, блок 4 перестройки частоты, передатчик 3, антенный переключатель 2 и антенна 1. К третьему плечу антенного переключателя 2 подключен сигнальный вход приемника 6, гетеродинный вход которого соединен с выходом гетеродинных колебаний передатчика, а выход приемника 6 соединен с сигнальным входом фазового детектора 7, на выходах которого формируются квадратурные составляющие принятых сигналов. К выходам фазового детектора 7 последовательно подключены блок 8 видеоусилителей, блок 9 стробирования по дальности и коммутатор 13.

К выходу вычислителя 10 доплеровской частоты подключен первый вход преобразователя 11 "код-частота", соединенного с первым входом двойного балансного модулятора 12, второй вход которого подключен к выходу колебаний опорной частоты передатчика 3, а выход - к входу опорной частоты фазового детектора 7.

Выходы с первого по 2 m-и коммутатора 13 попарно подключены к соответствующим входам идентичных частотных каналов с первого по m-и, в которых производится обработка импульсных последовательностей с несущей частотой f_i, i=1, 2,..., m. Каждый из частотных каналов содержит последовательно соединенные формирователь 14₁ (14₂,, 14_m) комплексной огибающей и многоканальный фильтр 15₁ (15₂,, 15_m) доплеровской частоты, в котором производится фильтрация принятых сигналов по доплеровской частоте на М равноотстоящих частотных составляющих. Выходы многоканальных фильтров 15₁,..., 15_m поканально соединены с входами многоканальных детекторов 16₁,..., 16_m частотных составляющих, выходы которых поканально соединены с соответствующими сигнальными входами (пятым входом) устройства 17 обработки информации.

Первый выход устройства 17 обработки информации соединен с входом управления антенны 1, второй его выход соединен с управляющим входом блока 4 перестройки частоты, а третий выход - с входом синхронизатора 5.

Первый и второй информационные выходы антенны 1 по сигналам угла азимута и угла места соединены соответственно с первыми и вторыми входами устройства 17 обработки информации и вычислителя 10 доплеровской частоты, на третий вход которого поступают значения скорости носителя от бортовой навигационной системы.

Ко второму выходу синхронизатора 5 подключены управляющий вход передатчика 3 и третий вход устройства 17 обработки информации. К третьему выходу синхронизатора 5 подключены управляющие входы блока 9 стробирования по дальности и устройства 17 обработки информации, а к четвертому - вход тактовых импульсов (второй) преобразователя 11 "код-частота".

Первый выход блока 4 перестройки частоты подключен также к входу управления коммутатора 13, а второй его выход соединен с четвертыми входами вычислителя 10 доплеровской частоты и устройства 17 обработки информации.

На фиг.2 представлена структурная схема блока 4 перестройки частоты, где приняты следующие обозначения:

18 - генератор шумового напряжения,

19 - усилитель-ограничитель,

20 - счетчик,

21 - первый элемент И,

22 - регистр,

23 - дешифратор,

24 - делитель частоты импульсов,

25 - второй элемент И,

26 - ключевой блок,

27 - элемент задержки.

На схеме по фиг.2 последовательно соединены генератор 18 шумового напряжения, усилитель-ограничитель 19, счетчик 20, первый элемент И 21, регистр 22 и дешифратор 23.

Второй вход первого элемента И 21 соединен с выходом ключевого блока 26, второй вход которого образует второй (управляющий) вход блока 4 перестройки частоты, первый (синхронизирующий) вход которого соединен через делитель 24 частоты импульсов с первым входом второго элемента И 25 и через элемент 27 задержки - к его второму входу. Выход второго элемента И 25 соединен с входом ключевого блока 26.

Выход дешифратора 23 образует первый выход блока 4 перестройки частоты, а выход регистра 22 - его второй выход.

На фиг.3 представлена структурная схема преобразователя 11 код-частота, где приняты следующие обозначения:

23 - дешифратор,

29 - управляемый делитель,

30 - фильтр нижних частот,

На схеме по фиг.3 последовательно соединены дешифратор 28, управляемый делитель 29 и фильтр 30 нижних частот. Первый и второй входы преобразователя 11 код-частота образованы соответственно входом дешифратора 28 и вторым входом управляемого делителя 29, а выход фильтра 30 нижних частот образует выход преобразователя 11.

На фиг.4 представлена структурная схема двойного балансного модулятора (ДБМ) 12, где приняты следующие обозначения:

31, 33 - фазовращатели на угол

32, 34 - перемножители,

35 - сумматор.

На схеме по фиг.4 первый вход двойного балансного модулятора 12 соединен с первым входом перемножителя 32 непосредственно, а с первым входом перемножителя 34 - через первый фазовращатель 31, второй вход ДБМ 12 соединен со вторым входом второго перемножителя 34 непосредственно, а со вторым входом первого перемножителя 32 - через фазовращатель 33. Выходы перемножителей 32 и 34 соединены с соответствующими входами сумматора 35, выход которого является выходом ДБМ 12.

На фиг.5 представлена схема программы устройства 17 обработки информации, где обозначено:

36 - команда блоку 4 перестройки частоты - работа на постоянной частоте f_i= const,

37 - селекция дипольных облаков по правилу:

если то цель - дипольное облако, где граничные частоты спектра в q-м канале дальности, в котором обнаружена цель,

38 - команда блоку 4 перестройки частоты - работа с перестройкой частоты,

39 - селекция уголковых отражателей по правилу:

если , то j-я цель - истинная, здесь

где S_m+1=S₁,

40 - проверка выполнения условия

41 - накопление мощностей частотных составляющих m_i<m пачек отраженных сигналов с формированием сигналов

42 - нахождение координат контура j-ой цели на плоскости (r, q),

43 - определение параметров a, d прямой r_j(q)=aq+d - продольной оси радиолокационного изображения НК,

44 - нахождение значений информативных признаков j-ой цели, в частности длины L_j и ширины В_j радиолокационного образа,

45 - проверка выполнения условия q₁-q₂≥r(q₂)-r(q₁), если "нет" - 46 - круговая перестановка и повторение операций 39-41;

47 - принятие решения о классе цели - главная или не главная ("да", "нет");

48 - проверка выполнения условия j<N, если "да", переход к следующей цели, если "нет" - "конец работы", где N - количество целей, принятых за истинные и удовлетворяющих условию п.40.

На фиг.6 представлены осциллограммы сигналов на выходах синхронизатора 5. Здесь приняты следующие обозначения:

49 - осциллограмма импульсов управления блоком 4 перестройки частоты с периодом T_п, со временем упреждения t₁≪Т_п, относительно начала периода повторения и длительностью τ₀≪t₁ - на первом выходе синхронизатора 5;

50 - осциллограмма импульсов управления передатчиком 3 и устройством 17 обработки информации с периодом Т_п с началом в момент начала периода повторения и длительностью Т_и≪Т_п - на втором выходе синхронизатора 5;

51 - осциллограммы импульсов управления блоком 9 стробирования по дальности и устройством 17 обработки информации, представляющие собой периодические последовательности из примыкающих друг к другу импульсов с периодом Т_п, началом последовательности в момент относительно начала периода повторения, длительностью импульсов и числом импульсов в последовательности

где R_max, R_min - максимальная и минимальная дальности зоны обзора соответственно на третьем выходе синхронизатора 5;

52 - осциллограммы тактовых импульсов для управления преобразователем 11 код-частота с периодом Т=τ_c≪Т_п и длительностью τ_т≪Т на четвертом выходе синхронизатора 5.

На фиг.7 представлена структурная схема синхронизатора 5, где приняты следующие обозначения:

53 - генератор тактовых импульсов,

54 - счетчик,

55 - дешифратор,

56 - блок триггеров.

На схеме по фиг.7 последовательно соединены генератор 53 тактовых импульсов, счетчик 54, дешифратор 55 и блок триггеров 56, первый, второй и третий выходы которого образуют одноименные выходы синхронизатора 5. Выход генератора 53 тактовых импульсов соединен также с четвертый выходом синхронизатора 5, а вход синхронизатора соединен с входом управления дешифратора 53.

В качестве антенны 1 может выть применена зеркальная антенна [6, стр.46], управляемая следящим приводом в горизонтальной и вертикальной плоскостях по командам, поступающим от устройства 17 обработки информации.

Антенный переключатель 2 может быть выполнен на основе ферритового Y-циркулятора [6, стр.46].

Передатчик 3 представляет собой усилительную цепочку, состоящую из последовательно соединенных возбудителя и усилителя мощности, управляемого импульсным модулятором, при этом возбудитель может быть выполнен по схеме, приведенной в патента №2083995 РФ от 27.12.94, фиг.2, состоящей из m=n_f усилительно-умножительных цепочек кварцованных частот, коммутируемых кодовыми сигналами, поступающими с блока 4 перестройки частоты, генератора опорной частоты и смесителей, а усилитель мощности в зависимости от требуемой мощности и полосы усиливаемых частот реализуется на основе электровакуумного прибора (амплитрон, лампа бегущей волны и т.п.) или полупроводникового прибора [7, стр.19-52] и импульсного модулятора, построенного по известным схемам [7, стр.103-107].

Приемник 6 представляет собой последовательное соединение усилителя высокой частоты, вход которого является первым входом приемника, смесителя, гетеродинный вход которого является вторым входом приемника, и усилителя промежуточной частоты, выход которого является выходом приемника.

Формирователи 14₁, 14₂,..., 14_m комплексной огибающей могут быть построены на основе последовательного соединения пиковых детекторов, осуществляющих расширение импульсов сигнала, и низкочастотных фильтров (в обоих квадратурных каналах).

Фильтры 15₁, 15₂,..., 15_m доплеровских частот представляют собой многоканальные фильтры с числом каналов М, равным числу когерентно обрабатываемых импульсов.

Радиолокационная станция, реализующая заявленный способ обнаружения и классификации надводных целей, работает следующим образом.

Передатчик 3 генерирует когерентные импульсные зондирующие сигналы с несущей частотой, управляемой блоком 4 перестройки частоты, эти сигналы, проходят через антенный переключатель 2 в антенну 1, излучаются в пространство. Координаты целей (дальность R_j и угол β_j), обнаруженных в процессе поиска, поступают с третьего и первого выходов устройства 17 обработки информации на входы синхронизатора 5 и привода антенны 1 соответственно и определяют расположение зон обзора при классификации целей.

Одновременно со второго выхода устройства 17 обработки информации на второй вход блока 4 перестройки частоты поступает команда "работа на постоянной несущей частоте", при этом производится селекция дипольных облаков.

Блок 4 перестройки частоты работает следующим образом (фиг.2).

Генератор 18 шумового напряжения, построенный, например, на основе шумового диода, генерирует колебания шумов с шириной спектра, значительно превосходящей частоту повторения (Δf_ш≫F_п). Далее эти колебания усиливаются и ограничиваются в усилителе-ограничителе 19 и поступают на счетчик 20, который осуществляет счет, например, положительных фронтов по модулю m и имеет, таким образом, m равновероятных состояний. Синхроимпульсы, поступающие с первого выхода синхронизатора 5 на первый вход блока 4 перестройки частоты через период повторения Т_п с упреждением на время t₁ относительно начала следующего периода, приходят на делитель 24 частоты импульсов, который может быть построен, например, на основе счетчика, и делит частоту повторения в М раз, а также - через элемент 27 задержки на время фронта - на вход элемента И 25, на другой вход которого приходят импульсы с периодом МТ_п с выхода делителя 24, в результате чего на выходе элемента И 25 формируются импульсы с периодом МТ_п, и с упреждением на t₁ относительно начала следующего периода повторения зондирующих импульсов.

Эти импульсы проходят через ключевой блок 26, открытый при наличии на его управляющем входе управляющей команды "работа с перестройкой частоты", поступающей на второй вход блока 4 перестройки частоты, и открывают элемент И 21, через который показания счетчика 20 записываются в регистр 22 и преобразуются в дешифраторе 23 в параллельный код с числом разрядов m, где ненулевым является лишь один из m разрядов, который сохраняется в течение, по крайней мере, М периодов повторения и определяет значения частот сигнала f_гi гетеродина в следующей пачке из M импульсов.

При поступлении на вход управления ключевого блока 26 через второй вход блока 4 перестройки частоты команды от устройства 17 "работа на частоте f_i=const" блок 26 закрывается, импульсы на второй вход элемента И 21 больше не поступают, и новые показания счетчика 20 перестают поступать на регистр 22, так что его код и код на выходе дешифратора 23 остаются неизменными и, следовательно, частоты f_i и f_гi также остаются постоянными до изменения команды на втором входе блока 4, при этом во всех случаях выполняется соотношение

Отраженные от цели сигналы поступают из антенны 1 через третье плечо антенного переключателя 2 на вход приемника 6, где усиливаются на высокой частоте, преобразуются на промежуточную частоту под действием колебаний гетеродинной частоты f_гi, поступающих на гетеродинный вход приемника 6 со второго выхода передатчика 3, и после усиления на промежуточной частоте поступают с выхода приемника на сигнальный вход двухканального фазового детектора 7, на вход колебаний опорной частоты которого приходят колебания частоты f_пч+F_д, образующиеся в двойном балансном модуляторе 12.

Двойной балансный модулятор 12 работает следующим образом (фиг.4).

На первый вход ДБМ 12 поступают колебания частоты Доплера F_д, соответствующей радиальной скорости носителя РЛС в направлении на наблюдаемую цель. Они формируются в преобразователе 11 код-частота (см. ниже). Эти колебания, выражающееся в виде приходят на фазовращатель 31, на выходе которого они сдвигаются по фазе на приобретают вид U_дsin(2πF_дt-ϕ_д), после чего попадают на первый вход перемножителя 34, на второй вход которого приходят со второго входа ДБМ 12 из возбудителя передатчика 3 колебания промежуточной частоты, имеющие вид U_пчcos(2πF_пчt-ϕ_пч). В результате перемножения на выходе перемножителя 34 появляется напряжение kU_пчU_дsin(2πF_дt-ϕ_д)cos(2πF_пчt-ϕ_пч), которое поступает на вход сумматора 35. Аналогично колебания промежуточной частоты, поступающие на второй вход ДБМ 12, сдвигаются по фазе фазовращателем 33 и попадают на второй вход перемножителя 32, на первый вход которого поступают колебания частоты Доплера F_д с первого входа ДБМ 12. В результате перемножения на выходе перемножителя 32 образуется напряжение kU_пчU_дcos(2πF_дt-ϕ_д)sin(2πF_пчt-ϕ_пч), которое попадает на другой вход сумматора 35.

В