Способ компенсации нелинейных искажений в усилителе электрических сигналов

Способ компенсации нелинейных искажений в усилителе электрических сигналов

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиотехнике, к усилителям электрических сигналов, и может быть использовано в усилителях звуковой частоты.

Известен способ снижения нелинейных искажений, широко используемый в усилительной технике, введением линейной отрицательной обратной связи [1, с.33].

Способ повышает линейность усилителя. Однако, одновременно с этим, введение отрицательной обратной связи порождает взаимодействия продуктов нелинейности различных порядков и сигнала. Кроме того, известному способу присуще проявление так называемых динамических искажений.

Известен способ компенсации нелинейных искажений в усилителе электрических сигналов путем параллельного усиления сигналов на двух усилительных элементах с идентичными проходными характеристиками и последующего вычитания усиленных сигналов на нагрузке усилителя. Токи покоя усилительных элементов устанавливают равными. А входной сигнал на них подают в противоположной полярности (в противофазе) [4, с.59].

Способ широко используется в усилительной технике и реализован в двухтактных усилителях на разнообразных усилительных элементах: лампах, биполярных и полевых транзисторах. Способ позволяет компенсировать четные гармоники нелинейных искажений сигнала.

Недостатком аналога является невозможность компенсации нечетных гармоник нелинейных искажений сигнала. Вместе с тем известно, что во многих приложениях именно нечетные гармоники являются наиболее вредными, например в трактах усиления АМ-сигналов, звуковых усилителях и т.д.

Известен способ компенсации нелинейных искажений в усилителях электрических сигналов путем параллельного усиления сигналов в двух каналах усиления (с совпадающими передаточными (амплитудными) характеристиками) и последующего формирования из усиленных в каналах сигналов разностного выходного сигнала усилителя. При этом входной сигнал одного из каналов ослабляют на n-децибел, выходной сигнал другого канала ослабляют на 3n-децибел, а разностный выходной сигнал формируют путем усиления в каналах синфазных сигналов и вычитания одного усиленного сигнала из другого [3].

Способ позволяет компенсировать третью гармонику и снизить интермодуляционные искажения выходного сигнала.

Данный способ принят за прототип.

Изобретением решается задача расширения арсенала технических средств, направленных на повышение линейности трактов усиления за счет компенсации нечетных гармоник.

Для достижения этого технического результата способ компенсации нелинейных искажений в усилителе электрических сигналов включает параллельное усиление сигналов в первом и втором каналах усиления и последующее формирование из усиленных в каналах сигналов разностного выходного сигнала усилителя. Способ также предусматривает этап ослабления входного сигнала одного из каналов и этап ослабления выходного сигнала одного из каналов. В отличие от прототипа в способе токи покоя усилительных элементов первого канала устанавливаются больше токов покоя усилительных элементов второго канала. При этом ослабляют входной сигнал первого канала - в случае использования в каналах усилительных элементов с проходной характеристикой аппроксимируемой показательной функцией, или ослабляют входной сигнал второго канала - в случае использования усилительных элементов с проходной характеристикой аппроксимируемой степенной функцией, или ослабляют выходной сигнал второго канала - в последнем из упомянутых случаев.

Для упомянутых в способе случаев или входной сигнал первого канала ослабляют в K₁ раз, или входной сигнал второго канала ослабляют в K₂ раз, или выходной сигнал второго канала ослабляют в K₃ раз:

где n, m - числа параллельно включенных усилительных элементов (или их пар при двухтактном усилении) соответственно первого и второго каналов;

I₀₁, I₀₂ - токи покоя усилительных элементов соответственно первого и второго каналов;

α - показатель степени степенной функции, аппроксимирующей проходную характеристику усилительного элемента.

(Приведенные соотношения позволяют достичь минимального уровня третьей гармоники в спектре выходного сигнала усилителя.)

Разностный выходной сигнал усилителя формируется путем усиления в первом и втором каналах взаимно инвертированных сигналов и последующего суммирования усиленных сигналов.

(Признак позволяет наиболее просто реализовать способ с бестрансформаторными двухтактными каскадами.)

Реализация способа в усилителях с различными каскадами в параллельных каналах усиления проиллюстрирована на фиг.1-8.

На фиг 1. приведена схема однотактного усилителя на биполярных транзисторах.

На фиг.2 - схема однотактного усилителя на триодах.

На фиг.3 - схема усилителя с дифференциальными каскадами на биполярных транзисторах.

На фиг.4 - схема усилителя с дифференциальными каскадами на полевых транзисторах.

На фиг.5 - схема с двухтактными каскадами напряжения на комплементарных транзисторах.

На фиг.6 - схема двухтактного усилителя с комплементарными истоковыми повторителями и мостовым включением нагрузки.

На фиг.7 - схема двухтактного трансформаторного усилителя на экранированных лампах.

На фиг.8 - схема параллельного включения нескольких усилительных элементов (на примере биполярных транзисторов).

Проходные характеристики усилительного элемента, аппроксимируемые степенной функцией, имеют лампы и полевые транзисторы. Так проходные характеристики триода и пентода на «рабочих» участках подчиняются известному «закону степени 3/2» [5]. Проходная характеристика полевого транзистора имеет выраженную квадратичную зависимость (см. [1], с.75). Проходная характеристика биполярного транзистора хорошо аппроксимируется показательной функцией (см. [1], с.34).

Таким образом, проходную характеристику усилительного элемента, условно приведенную к началу координат, можно представить в виде:

или

где I - выходной ток усилительного элемента;

U - напряжение на входных электродах усилительного элемента;

α - показатель степени;

U_T - тепловое напряжение;

А и В - коэффициенты пропорциональности.

Напряжение U=U₀+u состоит из постоянной составляющей U₀, которая служит для выбора тока покоя I₀ (рабочей точки) и собственно переменного сигнала и (для гармонического сигнала u=V·sinωt).

Разложив функцию (1) в ряд по степеням u для входных токов I₁, I₂ усилительных элементов первого и второго каналов, будем иметь:

где u₁, u₂ - входные сигналы соответственно первого и второго каналов;

U₀₁, U₀₂ - напряжение смещения.

Если теперь в соответствии со способом положить u₁=Ku₂, K≥1 и вычесть один ток из другого, то в нагрузке будем иметь:

Очевидно, что нечетные гармоники порождаются членами ряда (3) с нечетными степенями. Поэтому, положив нулю коэффициенты при членах ряда со степенями 3, 5, 7 и т.д., найдем условия компенсации нечетных гармоник:

и т.д.

Таким образом, условием компенсации третьей гармоники (точнее «кубической» нелинейности) в соответствии с заявленным способом будет: или, учитывая, что получаем

Например, для ламп (α=3/2)

где I₀₁, I₀₂ - токи покоя усилительных элементов (ламп).

При этом снижается уровень остальных гармоник. Так для K=2.

Уровень 5-ой гармоники уменьшается в 16 раз, второй гармоники в 5 раз. В то время как уровень первой гармоники (сигнала) снижается только на 25%.

В варианте способа с биполярными транзисторами, после разложения в ряд показательной функции (2) по степеням u для разности токов будем иметь:

и для u₂=Ku₁, K≥1 получаем следующие условия компенсации нечетных гармоник:

Таким образом, условие компенсации третьей гармоники («кубической» нелинейности) в этом варианте способа будет:

где I₀₁, I₀₂ - токи покоя транзисторов, соответственно первого и второго каналов.

При выборе того же соотношения токов покоя, что и в выше рассмотренном примере способа: K=2 уровень 5-й гармоники уменьшается в 4 раза, остальных гармоник не менее чем в 3 раза.

В случаях использования в качестве усилительных элементов ламп или полевых транзисторов, компенсация нечетных гармоник достигается также ослаблением выходного сигнала второго канала, без ослабления входных сигналов каналов. В самом деле, для разности усиленных сигналов будем иметь:

и условием компенсации третьей гармоники будет:

Те же условия (4), (6), (7) компенсации нечетных гармоник получаем при формировании разностного выходного сигнала путем усиления в первом и втором каналах взаимно инвертированных сигналов и последующего суммирования усиленных сигналов.

В самом деле, если u₁=-Ku₂, то для суммы токов первого и второго каналов будем иметь:

и получаем то же выражение (4) для коэффициента ослабления

- в случае ламп и полевых транзисторов; или (6) - в случае биполярных транзисторов. Рассмотренный способ формирования разностного сигнала может быть с успехом реализован с двухтактными каскадами в каналах и комплементарными транзисторами в плечах двухтактных каскадов. Несмотря на увеличенный уровень четных гармоник, характерный для данного способа формирования, в спектре выходного сигнала не следует ожидать значительного их роста, поскольку они будут компенсированы двухтактным усилением.

Преобразовав в (5) выражение для первой гармоники (при условии компенсации третьей гармоники):

находим соотношение токов, максимизирующее первую гармонику (или, что то же, коэффициент передачи),:

Обобщая выражения (4), (6), (7) и (8) на случай параллельных включений усилительных элементов из n-элементов (или их пар для двухтактного усиления) в первом канале и m-элементов во втором канале усиления, для коэффициентов ослабления имеют место следующие выражения:

А соотношение (8) принимает вид:

Выражения (9), (10), (11) и (12) получены из разложения в ряд разностного выходного сигнала I=nI₁-mI₂ для всех рассмотренных случаев, аналогично тому, как это было сделано выше для одиночных усилительных элементов в каналах (n=m=1).

Параллельное включение усилительных элементов позволяет получить коэффициенты ослабления K₁, K₂, K₃ равными единице, т.е. обойтись в способе без этапов ослабления. В самом деле, положив в (9), (10), (11) K₁=1, K₂=1 и K₃=1, можно получить требуемые соотношения для токов покоя усилительных элементов в первом и втором каналах с параллельным включением элементов (m≠n).

На фиг.1 и фиг.2 представлены схемы, реализующие способ в однотактных усилителях, соответственно для биполярных транзисторов и ламп.

На фиг.1 резисторы 6 и 7 смещения задают токи покоя транзисторов 4 и 5 (I₀₁>I₀₂), а делитель напряжения на резисторах 3 и 1, 2 ослабляет входной сигнал первого канала в K₁ раз:

Аналогично в ламповом варианте (фиг.2): резисторы 14 и 15 задают токи покоя ламп 16 и 17 (I₀₁>I₀₂), а делитель напряжения на резисторах 18 и 19 ослабляет входной сигнал второго канала с лампой 17 в K₂ раз:

Входные сигналы каналов синфазные (полюсы 12 и 13 в схемах Фиг.1, 2 можно объединить). Разностный выходной сигнал в усилителе фиг.1 формируется с помощью отражателя тока 10 (транзисторы 8, 9) путем вычитания выходного тока одного канала из выходного тока другого канала на резисторе 11 нагрузки. В усилителе фиг.2 разностный выходной сигнал формируется аналогично, только уже с использованием отражателей тока 20, 21 и 22 (см. направление выходных токов I₁, I₂ каналов в схеме). Кроме участия в формировании разностного сигнала отражатель тока выполняет функции буфера между лампой и нагрузкой 23. В результате проходная динамическая характеристика триода практически совпадает с его проходной статической характеристикой в достаточно широкой полосе частот (по крайней мере, в полосе звуковых частот) и хорошо аппроксимируется для большинства ламп степенной функцией с показателем степени α≈3/2.

В усилителе фиг.3 параллельные каналы усиления выполнены на дифференциальных каскадах. Токи покоя I₀₁ транзисторов 24, 25 первого канала задаются источником тока 26. Токи покоя I₀₂ транзисторов 28, 29 второго канала - источником тока 27 (I₀₁>I₀₂). Аттенюатор 30 (делитель напряжения на резисторах 31, 32) ослабляет входной сигнал первого канала усиления. Коллекторы транзисторов 24, 25 и 28, 29 соединены так, что разностный выходной сигнал из усиленных в каналах сигналов формируется в нагрузках 33 и 34 из соответствующих коллекторных токов каскадов.

Поскольку достижение заявленного технического результата от реализации способа в усилителе с дифференциальным включением усилительных элементов далеко не очевиден, ниже покажем, что оно имеет место. И более того, покажем, что условия компенсации третьей гармоники в точности совпадают с условиями (6), (9).

Известно, что передаточные характеристики дифференциального каскада на биполярных транзисторах задаются выражениями [2, с.292]:

где I_K1, I_K2 - коллекторные токи транзисторов дифференциального каскада,

U - входное дифференциальное напряжение,

I₀ - ток покоя транзисторов.

Суммируя коллекторные токи в нагрузках 33 и 34, получаем выходной сигнал усилителя в виде разности усиленных сигналов в первом и втором каналах:

I₃₃=I_K24+I_K28 или I₃₄=I_K25+I_K29.

.

Разложим выражение для I₃₃ в ряд по степеням U:

Положив нулю коэффициент при третьей степени U³, получаем условие компенсации третьей гармоники:

- совпадающее с выражением (6).

Т.о.

В усилителе фиг.4 дифференциальные каскады выполнены на полевых транзисторах 35, 36 в первом канале и 37, 38 во втором канале усиления. Идеальный полевой транзистор имеет квадратичную проходную характеристику (α=2). Казалось бы, это гарантирует отсутствие в спектре выходного сигнала гармоник выше второй. Однако выходные сигналы дифференциального каскада и каскадов с резистором в цепи истока (например, истоковых повторителей) содержат третью и высшие гармоники. Т.е. передаточные характеристики каскадов усиления с полевыми транзисторами имеют нелинейности третьего и высшего порядка, которые также могут компенсироваться изобретенным способом.

В самом деле, из известного [6, с.259] уравнения, связывающего входное дифференциальное напряжение U и разность ΔI токов стоков:

после несложных преобразований получаем уравнение передаточной характеристики дифференциального каскада:

где I₀ - ток покоя (суммарный) транзисторов,

I_DSS - ток насыщения (короткого замыкания),

U_p - напряжение отсечки.

Разложим выражение (13) в ряд по степеням U:

Согласно предложенному способу, положив в (14) для первого канала усиления усилителя (фиг.4) U=U₁, I₀=2I₀₁; для второго канала U=U₂=U₁/K, I₀=2I₀₂; I₀₁>I₀₂, получаем уравнение передаточной характеристики усилителя фиг.4, как:

здесь ΔI₁=I_C35-I_C36, ΔI₂=I_C38-I_C37.

Приравняв нулю коэффициент при U³,находим условия компенсации третьей гармоники в выходном сигнале:

Это же выражение (16) получаем формальной подстановкой α=2 в формулу (4).

Т.о. коэффициент ослабления аттенюатора 39 во втором канале

В усилителе фиг.5 первый канал усилителя содержит двухтактный каскад усиления напряжения на комплементарных транзисторах 42, 44. Делители напряжения 43 на резисторах 47, 48 ослабляют входной сигнал первого канала в раз. Второй канал усиления содержит двухтактный каскад на комплементарных транзисторах 45, 46. Источники 49 и 50 смещения задают токи покоя I₀₁, I₀₂ каскадов (I₀₁>I₀₂) и режимы работы каскадов в классах А или АВ. Входные сигналы усилителя парафазные: U_вх1=-U_вх2. Первый и второй каналы усиливают взаимно инвертированные сигналы, а выходной сигнал усилителя формируется суммированием выходных сигналов каскада на нагрузке 51.

Аналогично рассмотренному в усилителе фиг.5 способ реализуется и в усилителях с комплементарными двухтактными эмиттерными (истоковыми) повторителями.

Еще один возможный вариант усилителя с комплементарными повторителями показан на фиг.6. Здесь нагрузка 52 включена по мостовой схеме между истоковыми повторителями на транзисторах 54, 55 и 56, 57 первого и второго каналов. Выходной сигнал усилителя формируется как разность выходных сигналов каналов. Входные сигналы усилителя синфазные: U_вх1=U_вх2.

Коэффициент ослабления аттенюатора 53:

Источники 61 и 62 напряжений смещения U₀₁ и U₀₂ задают токи покоя I₀₁ и I₀₂ транзисторов 54, 55 и 56, 57 (I₀₁>I₀₂).

Наконец, на фиг.7 показан вариант двухтактного каскада усиления мощности, плечи которого линеаризованы по заявляемому способу.

Здесь лампы 63 и 64 образуют одно плечо, а лампы 65 и 66 - другое плечо усилителя. Катодные резисторы смещения 67 и 68, 69 и 70 задают токи покоя I₀₁ и I₀₂ ламп 63, 65 и 64, 66 соответственно, а делитель напряжения на резисторах 71 и 72 ослабляет сигнал, поступающий на лампы 64 и 66 в К₂ раз, где

В приведенных усилителях фиг.1-7 вместо одного усилительного элемента в каскаде (или пары элементов в двухтактном каскаде) может быть использовано параллельное включение нескольких усилительных элементов. Например так, как это показано на фиг.8 для биполярных транзисторов 73, 74, 75.

Вариант способа с ослаблением выходного сигнала второго канала усиления проще всего реализуется в усилителях с выходным трансформатором (схема не приведена). В зависимости от принятого способа формирования разностного выходного сигнала трансформатор либо вычитает, либо суммирует сигналы каналов на нагрузке, подключенной к вторичной обмотке трансформатора. Ослабление выходного сигнала второго канала достигается соответствующим выбором коэффициента трансформации n₂ во втором канале по отношению к коэффициенту трансформации n₁ в первом канале.

Для компенсации третьей гармоники: n₁:n₂=w₁:w₂≈К₃:1,

где w₁, w₂ - числа витков первичной обмотки, соответственно, в первом и втором каналах;

В многокаскадном усилителе (схема не приведена) линеаризация тракта усиления достигается выполнением ступеней усиления по двухканальной параллельной схеме усиления и реализации в каждой ступени заявленного способа компенсации нелинейных искажений.

Источники информации

1. Шкритек П. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М.: Мир, 1991 г.;

2. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника.- М.: Высшая школа, 1991 г.

3. Заявка ФРГ №2718172, H 03 F 1/32.

4. Войшвилло Г.В. Усилители низкой частоты на электронных лампах.- М.: Связь, 1963 г.

5. Власов В.Ф. Электронные и ионные приборы.- М.: Связь, 1956 г.

6. Соклоф С. Аналоговые интегральные схемы: перевод с английского,- М.: Мир, 1988 г.

1. Способ компенсации нелинейных искажений в усилителе электрических сигналов путем параллельного усиления сигналов в первом и втором каналах усиления и последующего формирования из усиленных в каналах сигналов разностного выходного сигнала усилителя, способ также предусматривает этап ослабления входного сигнала одного из каналов и этап ослабления выходного сигнала одного из каналов, отличающийся тем, что токи покоя усилительных элементов первого канала устанавливают больше токов покоя усилительных элементов второго канала, при этом или ослабляют входной сигнал первого канала - в случае использования в каналах усилительных элементов с проходной характеристикой, аппроксимируемой показательной функцией, или ослабляют входной сигнал второго канала - в случае использования усилительных элементов с проходной характеристикой, аппроксимируемой степенной функцией, или ослабляют выходной сигнал второго канала - в последнем из упомянутых случаев.

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что для упомянутых в способе случаев или входной сигнал первого канала ослабляют в K₁ раз, или входной сигнал второго канала ослабляют в K₂ раз, или выходной сигнал второго канала ослабляют в K₃ раз:

где n, m - числа параллельно включенных усилительных элементов или их пар при двухтактном усилении соответственно первого и второго каналов;

I₀₁, I₀₂ - токи покоя усилительных элементов соответственно первого и второго каналов;

α - показатель степени степенной функции, аппроксимирующей проходную характеристику усилительного элемента.

3. Способ по п.1 или 2, отличающийся тем, что разностный выходной сигнал усилителя формируют путем усиления в первом и втором каналах взаимно инвертированных сигналов и последующего суммирования усиленных сигналов.