Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиоприемной технике обработки квазинепрерывных импульсно-доплеровских сигналов и может быть использовано в радиолокационных системах, использующих зондирующие сигналы с гребенчатым спектром.

Известно многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство, содержащее последовательно включенные компенсатор спектральных линий помехи и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской радиолокационной станции (РЛС), а также многоканальный синтезатор перестраиваемой эквидистантной сетки гетеродинных частот и генератор весовой функции. Компенсатор спектральных линий помехи содержит в прямом канале последовательно включенные алгебраический сумматор, широкополосный фильтр, модулятор и первый усилитель, а в компенсирующем канале - последовательно включенные гетеродинно-перестраиваемый узкополосный гребенчатый фильтр, второй усилитель и фазовращатель, при этом каждый канал многоканального гетеродинно-перестраиваемого узкополосного гребенчатого фильтра содержит последовательно включенные первый аналоговый перемножитель, узкополосный фильтр и второй аналоговый перемножитель, причем первые входы первых аналоговых перемножителей всех каналов объединены и соединены с первым входом алгебраического сумматора, который является входом устройства и соединен с выходом источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выходы вторых аналоговых перемножителей всех каналов гетеродинно-перестраиваемого узкополосного гребенчатого фильтра объединены и соединены с входом второго усилителя, а выход фазовращателя - со вторым входом алгебраического сумматора, вторые входы первого и второго аналоговых перемножителей каждого канала объединены и соединены с соответствующим выходом многоканального синтезатора перестраиваемой эквидистантной сетки частот; выход генератора весовой функции соединен со вторым входом модулятора; многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС содержит в каждом канале последовательно включенные каскад стробирования по дальности и набор полосовых фильтров с примыкающими полосами в интервале доплеровских частот [1].

В описанном устройстве (прототипе изобретения) осуществляется подавление спектра пассивных помех, стробирование входного сигнала по времени и фильтрация в каждом стробе по доплеровской частоте. В нем выходное многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов (УОС) может быть реализовано как в аналоговом, так и в цифровом виде с предварительным оцифрением принимаемого сигнала с помощью аналого-цифровых преобразователей. В аналоговой реализации набора корреляционно-фильтровых каналов (КФК) УОС основное подавление спектральных линий пассивных помех производится с помощью аналогового компенсатора спектральных линий помехи и дополнительно - с помощью однополосного аналогового фильтра, включенного на выходе каждого каскада стробирования перед набором полосовых доплеровских фильтров. В цифровой реализации набора КФК УОС основное подавление спектральных линий пассивных помех также производится с помощью аналогового компенсатора спектральных линий помехи, а стробирование, дополнительное подавление спектральных линий пассивных помех и доплеровская фильтрация принимаемых сигналов производятся в цифровом виде.

Причиной, препятствующей получению указанного ниже технического результата при использовании известного многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства, является громоздкость аппаратурной реализации аналогового компенсатора спектральных линий помехи, так как требуется многоканальность его структуры и соответствующая многоканальность синтезатора перестраиваемой эквидистантной сетки гетеродинных частот, а также недостаточная стабильность его характеристик за счет влияния параметрических и климатических факторов в аналоговой аппаратуре. Кроме того, прототип не обладает универсальностью, так как число подавляемых спектральных линий помехи всегда конечно, а полоса режекции каждого канала компенсатора спектральных линий помехи не может быть перестроена в процессе работы, что ограничивает функциональные возможности устройства при его применении.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Задачей изобретения является упрощение компенсатора спектральных линий помехи, повышение стабильности его работы и функциональных возможностей для повышения помехозащищенности устройства более простыми и надежными средствами.

Указанный технический результат достигается тем, что в известном многоканальном корреляционно-фильтровом приемном устройстве, содержащем последовательно включенные компенсатор спектральных линий помехи и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а также фазовращатель и генератор весовой функции, причем компенсатор спектральных линий помехи содержит в прямом канале последовательно включенные алгебраический сумматор, широкополосный фильтр, модулятор и усилитель, а выход генератора весовой функции соединен со вторым входом модулятора, согласно изобретению в прямой канал компенсатора спектральных линий помехи введен перемножитель-смеситель, первый вход которого является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а выход соединен с первым входом алгебраического сумматора, компенсирующий канал компенсатора спектральных линий помехи выполнен в виде последовательно включенных аналого-цифрового преобразователя (АЦП), цифрового фильтра нижних частот (ФНЧ) и цифроаналогового преобразователя (ЦАП), при этом первый вход АЦП соединен с входом перемножителя-смесителя, выход ЦАП соединен со вторым входом алгебраического сумматора, управляющий вход АЦП и управляющий вход цифрового ФНЧ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации, вход фазовращателя подключен к источнику сигналов гетеродина, а его выход - ко второму входу перемножителя-смесителя.

В качестве цифрового ФНЧ использован канонический рекурсивный цифровой ФНЧ первого или второго порядка.

Причинно-следственные связи признаков изобретения с техническим результатом выражаются в следующем. Вместо части схемы аналогового компенсатора спектральных линий помехи в заявленном устройстве включена схема, представляющая собой цифровой селектор движущихся целей (СДЦ) компенсационного типа, содержащий в прямом канале последовательно включенные перемножитель-смеситель и алгебраический сумматор, а в компенсирующем канале - последовательно включенные АЦП, цифровой ФНЧ и ЦАП, а также фазовращатель, через который перемножитель-смеситель связан с гетеродином импульсно-доплеровской РЛС. Такой цифровой СДЦ компенсационного типа обладает бесконечной режекторной гребенчатой характеристикой за счет цифрового ФНЧ и поэтому подавляет все спектральные линии пассивных помех вне зависимости от полосы пропускания широкополосного фильтра. При этом в установившемся режиме происходит подавление амплитуды импульсов помехи, которые выделяются цифровым ФНЧ, а спектральные линии и амплитуда импульсов доплеровских сигналов сохраняются неизменными, так как не выделяются цифровым ФНЧ в компенсирующем канале СДЦ. Кроме того, применение цифрового компенсирующего канала исключает параметрические и климатические факторы на работу СДЦ, стабилизирует все его характеристики и позволяет легко менять его параметры, так как они определяются весовыми коэффициентами цифрового ФНЧ. Важным преимуществом изобретения является также то, что такой цифровой СДЦ позволяет работать непосредственно с радиосигналами на более высокой промежуточной частоте, чем прототип, так как за счет преобразования частоты в АЦП при дискретизации и в перемножителе-смесителе при гетеродинировании, на выходе цифрового СДЦ происходит существенное снижение промежуточной частоты без дополнительного оборудования, что упрощает дальнейшую обработку сигналов, особенно при цифровой реализации КФК УОС. При этом используются АЦП, разрядность которых меньше той, что требуется в устройстве без применения селекции движущихся целей.

Изобретение поясняется чертежами, на которых представлены: фиг.1 - функциональная схема многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства с селекцией движущихся целей; фиг.2 и 3 - соответственно временные и спектральные характеристики, поясняющие работу устройства.

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей (фиг.1) содержит последовательно включенные цифровой СДЦ 1 компенсационного типа, широкополосный фильтр 2, модулятор 3, усилитель 4 и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 5, а также генератор весовой функции 6, выход которого соединен со вторым входом модулятора 3. Цифровой СДЦ 1 содержит в прямом канале последовательно включенные перемножитель-смеситель 7 и алгебраический сумматор 8, а также фазовращатель 9; в компенсирующем канале он содержит последовательно включенные АЦП 10, цифровой ФНЧ 11 и ЦАП 12. Первый вход перемножителя-смесителя 7 является входом устройства, он подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС (не показан) и соединен также с входом АЦП 10. Второй вход перемножителя-смесителя 7 соединен с выходом фазовращателя 9, вход которого подключен к источнику сигнала гетеродина с частотой f_ГЕТ (не показан). Выход ЦАП 12 соединен со вторым входом алгебраического сумматора 8, выход которого является выходом цифрового СДЦ 1 и соединен с входом широкополосного фильтра 2. Управляющий вход АЦП 10 и управляющий вход цифрового ФНЧ 11 объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации (не показан), следующих с частотой повторения f_ДК.

Многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 5 (аналоговых или цифровых с предварительным оцифрением сигнала) содержит набор из N идентичных КФК, каждый из которых состоит из последовательно включенных каскада стробирования по дальности (аналогового или цифрового) и набора из М узкополосных фильтров с примыкающими полосами (аналоговых или цифровых) [2, 3]. В качестве цифрового ФНЧ 11 может быть использован известный канонический рекурсивный цифровой ФНЧ первого или второго порядка [4]. В частности, ФНЧ второго порядка может быть выполнен в виде последовательно включенных первого, второго сумматоров и умножителя на нормирующий коэффициент; последовательно включенных первого и второго устройств задержки; первого, второго, третьего и четвертого умножителей на весовой коэффициент; при этом выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров, выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовой коэффициент, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; первый вход первого сумматора является первым входом ФНЧ, его управляющий вход соединен с синхронизатором, а выход умножителя на нормирующий коэффициент является выходом ФНЧ второго порядка. Устройства задержки в ФНЧ могут быть выполнены в виде многозвенных структур цифровых сдвигающих регистров, при этом цифровой ФНЧ 11 в целом может быть выполнен, например, в виде известной структурной схемы второго порядка [5] с числом звеньев сдвигающих регистров m в каждом цифровом разряде, равным произведению частоты дискретизации f_ДК на период повторения импульсов квазинепрерывного сигнала T=1/F, где F - частота повторения импульсов, т.е. m=f_ДКТ. Если на первом и втором входах алгебраического сумматора 8 колебания принимаемого и компенсирующего сигналов противофазны, то он выполняет функцию суммирования сигналов, в противном случае - функцию вычитания сигналов. При суммировании входных сигналов алгебраический сумматор 8 может быть выполнен на резисторах или активных элементах с общей нагрузкой [6], а при вычитании входных сигналов - в виде дифференциального усилителя [7]. В качестве перемножителя-смесителя 7 может быть использован аналоговый перемножитель, реализованный в виде стандартной микросхемы, например, типа К174ПС1 [8].

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей работает следующим образом (фиг.1). На его вход и, соответственно, в перемножитель-смеситель 7 и АЦП 10 цифрового СДЦ 1 поступает аддитивная смесь (сумма) пачки когерентных радиоимпульсов пассивной помехи и доплеровских сигналов, в общем случае совпадающих по времени, имеющих длительность τ и период повторения T=1/F с частотой заполнения радиоимпульсов помехи f_ПЧ и радиоимпульсов доплеровского сигнала f_ПЧ+F_Д, где f_ПЧ - промежуточная частота на входе тракта, F_Д - доплеровский сдвиг частоты сигнала от движущегося объекта. При этом амплитуда импульсов помехи существенно превышает амплитуду импульсов сигнала и по времени они неразличимы (фиг.2а, осциллограмма 1). Однако их гребенчатые спектры различаются за счет доплеровского сдвига гребенчатого спектра радиоимпульсов доплеровского сигнала с центральной частотой спектра f_ПЧ+F_Д относительно неподвижного гребенчатого спектра радиоимпульсов помехи с центральной частотой спектра f_ПЧ. С выхода АЦП 10 преобразованный в цифровую форму сигнал поступает в цифровой ФНЧ 11, обладающий узкополосной гребенчатой АЧХ с периодом гребней F=1/T, который выделяет гребенчатый спектр помехи и не пропускает гребенчатый спектр доплеровского сигнала. Поэтому, после преобразования в аналоговую форму в ЦАП 12 на выходе компенсирующего канала цифрового СДЦ 1 выделяются только радиоимпульсы помехи, которые в алгебраическом сумматоре 8 вычитаются из смеси радиоимпульсов помехи и доплеровского сигнала, в результате чего импульсы помехи подавляются в заданное число раз, а импульсы доплеровского сигнала проходят без подавления. Следует заметить, что для выделения в цифровом ФНЧ 11 радиоимпульсов помехи с частотой заполнения f_ПЧ необходимо, чтобы эта частота была кратна частоте повторения гребней этого фильтра, равной F, т.е. f_ПЧ=n_fF, где n_f - целое число. В импульсно-доплеровских системах это, как правило, выполняется, так как в них и промежуточные частоты и частоты повторения импульсов формируются кратно из одной и той же опорной частоты f₀.

При включении и выключении пачки импульсов смеси квазинепрерывного сигнала возникают переходные процессы на переднем и заднем фронтах пачки [8], как показано на фиг.2а (осциллограмма 2), за счет инерционности узкополосного цифрового ФНЧ 11. Наличие переходных процессов не позволяет эффективно использовать результат подавления импульсов помехи, поэтому они должны быть исключены из дальнейшей обработки сигналов. Для вырезания переходных процессов служит модулятор 3, управляемый весовой функцией от генератора 6. Весовая функция может быть прямоугольной или гладкой, например, в виде функции Хемминга, начало которых задержано относительно начала пачки на время переходного процесса Т_ПП, а конец совпадает с концом принимаемой пачки. На фиг.2а показаны сигналы на выходе модулятора 3 для случая прямоугольной весовой функции (осциллограмма 3) и для случая функции Хемминга (осциллограмма 4), где принято Т_ПП=50 Т, длительность пачки Т₀=200 Т и длительность весовой функции Т_В=150 Т, а также видно существенное подавление импульсов помехи в установившемся режиме (более 30 дБ). После модулятора 3 уровень остатков от компенсации импульсов помехи увеличивается на величину подавления смеси в цифровом СДЦ 1 с помощью усилителя 4, что тем самым во столько же раз повышает динамический диапазон устройства.

Преобразование частоты входного радиосигнала в цифровом СДЦ 1 происходит следующим образом. При частоте заполнения импульсов входного радиосигнала f_ПЧ и частоте дискретизации этого сигнала в АЦП 10 f_ДК на выходе ЦАП 12 образуется набор прямых и зеркальных спектров:

- прямые спектры на частотах f_ПЧ-f_ДК, f_ПЧ, f_ПЧ+f_ДК и т.д.;

- зеркальные спектры на частотах 2f_ДК-f_ПЧ, 3f_ДК-f_ПЧ и т.д.

Так как в импульсно-доплеровских РЛС вся сетка частот кратна опорной частоте f₀, то, полагая, f_ПЧ=nf₀ и f_ДК=(n-1)f₀, получим прямые спектры на частотах f₀, nf₀, (2n-1)f₀ и т.д. и зеркальные спектры на частотах (n-2)f₀, (2n-3)f₀ и т.д. На фиг.3а показаны спектрограммы процессов в цифровом СДЦ 1 при n=6, при этом спектр входного сигнала расположен на частоте 6f₀ (спектрограмма 1), а спектры дискретизации на выходе ЦАП 12 - на частотах f₀ (спектрограмма 3), 6f₀ (спектрограмма 3b), 11f₀ (спектрограмма 3d) и т.д. (прямые спектры) и на частотах 4f₀ (спектрограмма 3а), 9f₀ (спектрограмма 3с) и т.д. (зеркальные спектры) при частоте дискретизации 5f₀ (спектральная линия 7). Как видно из спектрограмм, наиболее интенсивным является прямой спектр дискретизации на частоте f₀, интенсивность остальных спектров быстро падает с частотой. Это связано с меандровой формой импульсов дискретизации, обычно используемой в стандартных АЦП. Чтобы компенсировать импульсы помехи необходимо спектр помехи на входе алгебраического сумматора 8 перенести также на частоту f₀. Для этого в прямом канале цифрового СДЦ 1 предусмотрен перемножитель-смеситель 7, на второй вход которого поступает сигнал гетеродина с частотой f_ГЕТ=f_ДК=5f₀ (фиг.3а, спектральные линии, соответственно, 6 и 7), при этом на выходе перемножителя-смесителя 7 образуется два спектра на частотах f_ПЧ±f_ГЕТ, т.е. на частотах f₀ и 11f₀ (фиг.3а, соответственно, спектрограммы 2а и 2b), интенсивность которых в 2 раза меньше, чем интенсивность спектра входного сигнала на частоте 6f₀ (фиг.3а, спектрограмма 1). Поэтому для получения заданной глубины подавления Р импульсов помехи необходимо, чтобы коэффициент передачи компенсирующего канала на всех гребнях АЧХ составлял К₀=(Р-1)/Р, что, например, при Р=30 (30 дБ) составляет K₀=29/30=0.966. Это достигается путем фиксации нужного значения нормирующего коэффициента передаточной функции цифрового ФНЧ 11 компенсирующего канала. Широкополосный фильтр 2 имеет центральную частоту f₀ и полосу пропускания не более 2/τ и поэтому отсеивает все остальные спектры, действующие в прямом и компенсирующем каналах цифрового СДЦ 1. В результате весовой обработки со стробированием в модуляторе 3 интенсивность спектров помехи существенно уменьшается, как видно из фиг.3а, где спектр 4 есть результат весовой обработки прямоугольной функцией, спектр 5 - результат весовой обработки гладкой функцией Хемминга.

На фиг.2б показаны осциллограммы, поясняющие процесс компенсации импульсов помехи в цифровом СДЦ 1 в установившемся режиме в масштабе длительности импульса:

осциллограмма 1 - радиоимпульс помехи на входе цифрового СДЦ 1 длительностью τ=Т/10 с частотой заполнения f_ПЧ=6f₀;

осциллограмма 2 - импульс на выходе перемножителя-смесителя 7, представляющий колебания в виде суммы разностной частоты f_ПЧ-f_ГЕТ=f₀ и суммарной частоты f_ПЧ+f_ГЕТ=11f₀;

осциллограмма 3 - импульс на выходе ЦАП 12 в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀, представляющего результат дискретизации входного радиоимпульса 1 с частотой дискретизации f_ДК=5f₀ и фильтрации его в цифровом ФНЧ 11; длительность ступенек составляет τ_ДК=1/f_ДК; ступенчатые колебания 3 и суммарные колебания 2 совмещены так, что по амплитуде и фазе средняя линия колебаний 3 совпадает со средней линией колебаний 2, при этом фаза колебаний 2 подстраивается за счет сдвига фазы колебаний гетеродина f_ГЕТ на втором входе перемножителя-смесителя 7 с помощью фазовращателя 9, который может быть выполнен с помощью простой RC-цепи;

осциллограмма 4 представляет импульс результата фильтрации разности колебаний 2 и 3 в алгебраическом сумматоре 8 на выходе широкополосного фильтра 2 с частотой заполнения f₀, при этом все другие спектры преобразования входного сигнала в цифровом СДЦ 1 эффективно подавляются.

На фиг.3б показаны спектрограммы, иллюстрирующие процесс очищения спектра помехи в диапазоне доплеровских частот f₀±F:

спектрограмма 1 представляет спектр пачки импульсов принятого сигнала помехи, преобразованный в перемножителе-смесителе 7 на частоту f₀, в виде главных лепестков, следующих с частотой повторения импульсов F=1/T, и боковых лепестков между ними с уровнем ниже уровня главных лепестков, зависящим от числа импульсов в пачке;

спектрограмма 2 представляет спектр ступенчатого колебания импульсов пачки помехи на выходе ЦАП 12 компенсирующего канала СДЦ на частоте f₀, где видно, что главные лепестки этого спектра совпадают с главными лепестками спектра импульсов на выходе перемножителя-смесителя 7 прямого канала, а боковые лепестки спадают быстрее за счет гребенчатой АЧХ цифрового ФНЧ 11;

спектрограмма 3 представляет спектр пачки импульсов на выходе широкополосного фильтра 2, где видно, что главные лепестки существенно подавлены на всех частотах повторения в результате вычитания спектров 1 и 2, а боковые лепестки остаются без изменения;

спектрограмма 4 представляет спектр пачки подавленных импульсов помехи на выходе модулятора 3 при прямоугольной весовой обработке, вырезающей переходные процессы СДЦ, при этом главные лепестки спектра помехи остаются без изменения, а боковые лепестки существенно уменьшаются;

спектрограмма 5 представляет спектр той же пачки, но при гладкой весовой обработке функцией Хемминга со стробированием, при этом видно полное очищение спектра импульсов подавленной помехи от боковых лепестков в динамическом диапазоне 100 дБ относительно уровня главных лепестков спектра пачки импульсов помехи на входе приемного устройства.

Таким образом, осуществление изобретения позволяет существенно повысить помехозащищенность приемного тракта импульсно-доплеровской РЛС при значительном упрощении компенсатора помехи, повысить его динамический диапазон по помехе, стабильность его режекторных характеристик и обрести возможность управления их параметрами, а также снизить требования к разрядности и быстродействию вторичного АЦП, необходимого при цифровой реализации КФК. Это обеспечивается тем, что в предложенном цифровом СДЦ 1 может быть использован малоразрядный быстродействующий АЦП 10, достаточный для предварительного подавления пачки импульсов помехи до уровня максимального доплеровского сигнала, в то время, как в противном случае для цифровой реализации КФК без предварительной селекции движущихся целей потребовался бы многоразрядный быстродействующий АЦП. Так, например, при отсутствии селекции движущихся целей для реализации динамического диапазона КФК в 100 дБ требуется 17-разрядный быстродействующий АЦП. В заявленном устройстве достаточно иметь менее быстродействующий 10...12-разрядный АЦП на входе цифрового КФК, обеспечивающий динамический диапазон по доплеровскому сигналу в 60-70 дБ, и 5...7-разрядный АЦП 10 в цифровом СДЦ 1, обеспечивающий предварительное подавление импульсов помехи на 30-40 дБ до уровня максимального доплеровского сигнала, что гораздо дешевле.

Источники информации

1. RU №2205422, G 01 S 13/52, 13/626, H 04 B 1/10, 2003.

2. Справочник по радиолокации. Под ред. М.Сколника, Нью-Йорк, 1970: Пер. с англ. (в четырех томах) / Под общей ред. К.Н.Трофимова; Том 3. Радиолокационные устройства и системы / Под ред. А.С.Виницкого. - М.: Сов. радио, 1978, стр.369, рис.6.

3. П.А.Бакулев, В.М.Степин. Методы и устройства селекции движущихся целей. М.: Радио и связь, 1986, стр.140-141, рис.5.20.

4. С.И.Баскаков. Радиотехнические цепи и сигналы. М.: Высшая школа, 1983, стр.489-491.

5. А.Антонью. Цифровые фильтры: анализ и проектирование. М.: Радио и связь, 1983, стр.292-293.

6. Проектирование радиолокационных приемных устройств. Под ред. М.А.Соколова. М.: Высшая школа, 1984, стр.131-136.

7. Радиоприемные устройства. Под ред. Л.Г.Барулина. М.: Радио и связь, 1984, стр.101-102.

8. А.А.Трухачев. Радиолокационные сигналы и их применения. М.: Воениздат, 2005, стр.112-113.

1. Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с селекцией движущихся целей, содержащее последовательно включенные широкополосный фильтр, модулятор, усилитель и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а также генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора, отличающееся тем, что в устройство включен цифровой селектор движущихся целей (СДЦ), содержащий в прямом канале последовательно включенные перемножитель-смеситель и алгебраический сумматор, а также фазовращатель, а в компенсирующем канале - последовательно включенные аналого-цифровой преобразователь, цифровой фильтр нижних частот и цифроаналоговый преобразователь, при этом первый вход перемножителя-смесителя является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, первый вход аналого-цифрового преобразователя соединен с первым входом перемножителя-смесителя, выход цифроаналогового преобразователя соединен со вторым входом алгебраического сумматора, управляющий вход аналого-цифрового преобразователя и управляющий вход цифрового фильтра нижних частот объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации, вход фазовращателя подключен к источнику сигналов гетеродина, а его выход - ко второму входу перемножителя-смесителя, выход алгебраического сумматора является выходом цифрового СДЦ компенсационного типа и соединен с входом широкополосного фильтра.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что в качестве цифрового фильтра нижних частот использован канонический рекурсивный цифровой фильтр нижних частот первого или второго порядка.