Способ цифрового аудиорадиовещания и устройство, использующее комплементарные сверхточные коды с отображенной конфигурацией

Иллюстрации

Показать все

Изобретение относится для использования в системах цифрового аудиорадиовещания к способам и устройствам кодирования цифровой информации, содержащим этапы кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией; модуляции множества несущих сигналов с битами, исправленными прямым исправлением ошибок; и передачи несущих модулированных сигналов. Модуляция может содержать этап независимой амплитудной манипуляции синфазных и квадратурных составляющих QAM-совокупности с использованием кодов Грея, соответствующих уровням амплитуды. Также описаны приемники для таких сигналов. Технический результат - повышение надежности передаваемой цифровой информации по каналам связи при определенных помеховых условиях или замирании. 6 н. и 19 з.п. ф-лы, 13 ил., 13 табл.

Реферат

Область техники

Настоящее изобретение относится к способам и устройству кодирования цифровой информации и, более конкретно, к таким способам и устройству для использования в системах цифрового аудиорадиовещания.

Уровень техники

Цифровое аудиорадиовещание (DAB) представляет собой средство для обеспечения передачи высококачественного цифрового аудиосигнала, превосходящего по качеству существующие аналоговые форматы радиовещания. Сигналы DAB в полосе канала (IBOC) c амплитудной модуляцией (AM) и с частотной модуляцией (ЧМ) (IBOC) могут передаваться в гибридном формате, в котором сигналы с цифровой модуляцией сосуществуют с текущим радиовещательным аналоговым сигналом, или в полностью цифровом формате, без аналогового сигнала. Система IBOC DAB не требует новых спектральных распределений, поскольку сигнал с цифровой модуляцией и аналоговый сигнал передаются одновременно в пределах спектральной маски существующего распределения каналов. Система IBOC DAB способствует экономии спектра, вместе с тем позволяя обеспечивать радиовещательным станциям передачу аудиосигнала цифрового качества для текущей аудитории слушателей.

Для системы IBOC DAB был описан метод мультиплексирования с частотным разделением ортогональных каналов (OFDM). OFDM-сигналы содержат ортогонально разнесенные несущие, модулированные на общей частоте символов. Частотное разнесение для символьных импульсов (например, BPSK- двухпозиционная фазовая манипуляция, QPSK-квадратурная фазовая манипуляция, 8PSK- восьмеричная фазовая манипуляция или QAM-квадратурная амплитудная модуляция) пропорционально частоте символов. Для гибридной IBOC передачи АМ совместимых DAB-сигналов наборы OFDM-поднесущих располагаются в пределах приблизительно от 5 кГц до 15 кГц на каждой стороне сосуществующей аналоговой АМ-несущей, а дополнительные OFDM-поднесущие располагаются в пределах ±5 кГц частотной полосы, занятой аналогово-модулированной АМ-несущей.

Для улучшения надежности передаваемой цифровой информации по каналам связи, имеющим искажения передачи, системы DAB применяют прямое исправление ошибок (FEC) и перемежение. Наиболее известные сверточные коды были рассчитаны для удовлетворительной работы при передаче двоичных сигналов в канале с аддитивным белым гауссовым шумом (AWGN). Простейшие коды имеют частоту 1/n, при этом каждый входной бит информации формирует n выходных битов. Прошитые коды могут быть сформированы путем удаления кодовых битов из исходного кода с частотой 1/N для формирования кодов с более высокой частотой. В публикации S. Kallel, "Complementary Punctured Convolutional (CPC) Codes and Their Applications," IEEE Trans. Comm., Vol. 43, No. 6, pp. 2005-2009, June 1995, описан метод формирования комплементарных кодов, использующий некоторую разновидность метода прошивания для создания кодов с хорошими компонентами.

В публикации B. Kroeger, D. Cammarata, "Robust Modem and Coding Techniques for FM Hybrid IBOC DAB", IEEE Trans. on Broadcasting, Vol. 43, No. 4, pp. 412-420, Dec. 1997, описан метод для создания кодов с перекрывающимися компонентами без всех требований Kallel к свойству комплементарности. В патентной заявке США № 09/438822 (международная публикация № WO 01/35555) на имя Kroeger и др. показано, что указанные коды могут отображаться на QAM символы, используя метод прагматической модуляции решетчатыми кодами (PTCM), описанный в публикации Viterbi и др. "A Pragmatic Approach to Trellis-Coded Modulation", A. Viterbi и соавт., IEEE Communications Magazine, pp. 11-19, Vol. 27, No. 7, July 1989, также с сохранением свойств, подобных комплементарности.

Свободный промежуток (dfree) сверточного кода (прошитого или непрошитого) является удобной метрикой, чтобы оценивать качество исправления ошибок в AWGN-канале с передачей двоичных сигналов (BPSK или QPSK). Вторичные метрики, такие как число маршрутов на свободном промежутке и число ошибок на указанных маршрутах, используются для того, чтобы установить более тонкие оценки качества работы. Оптимальный профиль расстояния также полезен, особенно для кодов с большой длиной кодового ограничения. Когда используется недвоичная сигнализация, такая как QAM-модуляция в AWGN-канале, значительно более подходящей является метрика минимального евклидова кодового расстояния для маршрутов решетчатого кода. К сожалению, модуляция решетчатыми кодами (TCM) и PTCM была спроектирована для AWGN-каналов и не обеспечивает удовлетворительных характеристик при наличии импульсных помех. Это объясняется тем, что PTCM (или TCM)-коды не обеспечивают защиту от ошибок на самых старших битах с большими некодированными евклидовыми расстояниями в QAM-совокупности. В канале с импульсными помехами более важным для защиты от ошибок является Хемминговское расстояние.

Существует потребность в методе кодирования, который преодолевает указанные ограничения и является подходящим для использования в системах IBOC DAB.

Сущность изобретения

Настоящее изобретение обеспечивает способ передачи цифровой информации, содержащий этапы кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией; модуляции множества несущих сигналов посредством битов, исправленных с помощью прямого исправления ошибок; и передачи несущих сигналов.

Прямое исправление ошибок может осуществляться путем задания множества кодовых сегментов, выбора размера прошивания, совместимого с сегментами, нахождения некатастрофических кодов сегментов и отображения синфазных и квадратурных компонентов некатастрофических кодов на QAM-совокупность. Модуляция предпочтительно включает в себя этап независимой амплитудной манипуляции синфазных и квадратурных компонентов QAM-совокупности с использованием уровней амплитуды кодов Грея.

Прямое исправление ошибок также включает в себя этапы удаления заданных битов для получения модифицированного множества битов; распределения модифицированного множества битов на множество сегментов; и отображение синфазных и квадратурных компонентов модифицированного множества битов на QAM-совокупность.

Изобретение также относится к передатчикам, содержащим средство для кодирования с прямым исправлением ошибок множества битов цифровой информации с использованием комплементарных сверточных кодов с отображенной конфигурацией; средство для модуляции множества несущих сигналов посредством битов, исправленных с помощью прямого исправления ошибок; и средство для передачи несущих сигналов.

Другой аспект настоящего изобретения включает способ приема информационного сигнала, содержащий этапы приема множества несущих сигналов, модулированных множеством битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией; демодуляции несущих сигналов для восстановления битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией; и генерации выходного сигнала на основе битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией. Этапы демодуляции могут включать в себя этап пропускания битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией, через нелинейный ограничитель.

Изобретение также относится к приемникам для приема информационного сигнала, содержащим средство для приема множества несущих сигналов, модулированных множеством битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией; средство для демодуляции несущих сигналов для восстановления битов, кодированных комплементарными сверточными кодами с отображенной конфигурацией.

Изобретение преодолевает ограничения известной прагматической модуляции решетчатыми кодами путем использования вклада каждого бита в конфигурацию прошивания в свободный промежуток кода, когда указанным битам присваиваются недвоичные значения, связанные с евклидовым кодовым расстоянием битов, отображенных на совокупность сигнализации.

Краткое описание чертежей

фиг. 1 - схематичное представление распределений поднесущих для гибридной системы АМ цифрового аудиорадиовещания в полосе канала,

фиг. 2 - схематичное представление распределений поднесущих для полностью цифровой системы цифрового аудиорадиовещания в полосе канала,

фиг. 3 - упрощенная блок-схема релевантных частей передатчика системы IBOC DAB, в котором может быть реализован способ согласно настоящему изобретению,

фиг. 4 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности перемежителя с прямым исправлением ошибок (FEC) для базового уровня системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц,

фиг. 5 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности перемежителя с прямым исправлением ошибок (FEC) для гибридного уровня расширения системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц,

фиг. 6 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности полностью цифрового уровня расширения системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц,

фиг. 7 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности перемежителя с прямым исправлением ошибок (FEC) для канала интегрированных цифровых услуг (IDS) в системе IBOC с АМ,

фиг. 8 - упрощенная блок-схема релевантных частей приемника системы IBOC DAB, который может принимать сигналы, закодированные в соответствии со способом согласно настоящему изобретению,

фиг. 9 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности гибридного обращенного перемежителя системы IBOC с АМ и реализацию декодера с прямым исправлением ошибок (FEC), обеспечивающего возможность быстрого обнаружения базового аудиосигнала,

фиг. 10 - блок-схема, иллюстрирующая функциональные возможности другого гибридного обращенного перемежителя системы IBOC с АМ и реализацию декодера с прямым исправлением ошибок (FEC), обеспечивающего возможность быстрого обнаружения базового аудиосигнала,

фиг. 11 - схематичное представление надежной программируемой метрики F(y) для восьмеричной амплитудной манипуляции (8-ASK), синфазной или квадратурной составляющей 64-квадратурного амплитудно-модулированного (64-QAM) сигнала,

фиг. 12 - схематичное представление надежной программируемой метрики F(y) для амплитудной манипуляции с четверичными сигналами (4-ASK), синфазной или квадратурной составляющей 16-квадратурного амплитудно-модулированного (16-QAM) сигнала, и

фиг. 13 - схематичное представление надежной программируемой метрики F(y) для двоичной фазовой манипуляции (BPSK), синфазной или квадратурной составляющей сигнала квадратурной фазовой манипуляции (QPSK).

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления

Изобретение обеспечивает метод прямого исправления ошибок (FEC), который может использоваться в АМ-совместимых системах IBOC DAB. Указанный FEC метод упоминается здесь как модуляция с кодированием комплементарными решетчатыми кодами с отображенной конфигурацией (CPTCM). CPTCM-кодирование предназначено для согласования возможных сценариев помех, встречающихся в AM-канале системы IBOC DAB.

На фиг. 1 показано схематичное представление распределений поднесущих для гибридной системы АМ цифрового аудиорадиовещания в полосе канала (IBOC). Сигнал 10 для гибридной системы IBOC DAB содержит главную несущую 12 на частоте fo, которая является аналоговым сигналом, модулированным сигналом программы согласно известным методам АМ-радиовещания. Сигнал также содержит множество равноотстоящих поднесущих, которые передаются в том же канале, что и аналоговый модулированный сигнал. Первая и вторая группы поднесущих располагаются в верхней и нижней боковых полосах 14 и 16 соответственно и упоминаются здесь как основные поднесущие. Третья группа поднесущих, упоминаемая как поднесущие расширения, располагается в центральной полосе 18, которая также занята аналоговой модулированной несущей. Поднесущие в первой и второй группах модулируются как синфазно, так и в квадратуре относительно аналоговой модулированной несущей. Поднесущие в третьей группе располагаются комплементарными парами и модулируются в квадратуре относительно аналоговой модулированной несущей. Две поднесущие 20 и 22 третьей группы, которые лежат наиболее близко к центру канала, упоминаются как синхронизирующие поднесущие и модулируются с использованием BPSK-модуляции. Система цифрового аудиорадиовещания, использующая комплементарные поднесущие, раскрыта в патенте США № 5859876, который включен в настоящее описание посредством ссылки.

На фиг. 2 показано схематичное представление распределений поднесущих для полностью цифровой системы цифрового аудиорадиовещания в полосе канала (IBOC). Сигнал 30 полностью цифровой системы IBOC DAB содержит первую и вторую группы 32 и 34 равноотстоящих поднесущих, упоминаемых здесь как основные поднесущие, которые располагаются в верхней и нижней боковых полосах 36 и 38. Третья и четвертая группы 40 и 42 поднесущих, упоминаемых как поднесущие расширения, также располагаются в верхней и нижней боковых полосах 36 и 38. Две синхронизирующие поднесущие 44 и 46 третьей группы лежат наиболее близко к центру канала и модулируются с использованием BPSK-модуляции.

AM-сигнал системы IBOC DAB модулируется в цифровой форме с использованием COFDM (кодированного мультиплексирования с частотным разделением ортогональных каналов). Каждая из поднесущих модулируется с использованием 64-QAM-символов. Цифровая информация (например, аудиосигнал) перемежается сегментами и затем кодируется с прямым исправлением ошибок с использованием модуляции с кодированием комплементарными решетчатыми кодами с отображенной конфигурацией (CPTCM). CPTCM-способ прямого исправления ошибок (FEC) основан на комбинации нового метода отображения кодовой конфигурации и применении комплементарных прошитых кодов к системам IBOC DAB, распространяя свойства комплементарности на две размерности.

Базовые требования для CPTCM кода в системах IBOC DAB включают возможность прошивания исходного кода в различных перекрывающихся сегментах, включая главную, резервную, нижнюю боковую полосу и верхнюю боковую полосу. Каждый из четырех перекрывающихся сегментов должен работать как хороший код. Нижняя и верхняя боковые полосы должны быть оптимизированы как пара комплементарных неперекрывающихся сегментов. Аналогично, резервный и главный сегменты должны работать независимо. Конечно, все сегменты должны быть некатастрофическими кодами. Система цифрового аудиорадиовещания, использующая разбиение на сегменты, описана в ранее упомянутой патентной заявке США № 09/438822, и тем самым включена в настоящий документ посредством ссылки.

На Фиг. 3 представлена упрощенная блок-схема релевантных частей передатчика 50 системы IBOC DAB, в котором может быть реализован способ, соответствующий настоящему изобретению. Передатчик содержит аудиокодер 52, который принимает дискретизированный аудиосигнал по линии 54. Кодированный сигнал в линии 54 подвергается прямому исправлению ошибок, как иллюстрируется, FEC-кодером 56. Результирующий исправленный прямым исправлением ошибок сигнал в линии 58 перемежается, как показано перемежителем 60. Модулятор 62 модулирует перемеженный сигнал. В гибридной системе источник 64 дискретизированного аудиосигнала обеспечивает подачу АМ-сигнала в точку 66 суммирования, где АМ-сигнал в линии 68 и модулированный в цифровой форме сигнал в линии 70 объединяются, формируя составной сигнал в линии 72, который затем модулируется модулятором 74 и транслируется посредством антенны 76. Должно быть понятно, что хотя функции, показанные на фиг. 3, представлены отдельными блоками, эти функции могут выполняться с использованием одного или нескольких процессоров, где в одном процессоре выполняется множество функций.

На фиг. 4 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая перемежитель 80 с прямым исправлением ошибок (FEC) для базового уровня системы IBOC с АМ с частотой 30 кГц. Цифровой сигнал подается по линии 82 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 3000 битов, как показано блоком 84. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 86, где кадр модема делится на 6000 5-битовых групп. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 88.

Прошитые сверточные коды выводятся из «материнского» кода с частотой 1/N путем удаления некоторых кодовых битов. Удаляемые кодовые биты могут быть идентифицированы в конфигурации прошивания, которая периодически повторяется. Период Р прошивания определяется числом информационных битов в конфигурации прошивания. Суммарное число битов в конфигурации прошивания составляет P·N. Результирующая частота кода прошитого кода составляет:

где x - число битов прошитого кода.

Для минимизации потерь в выполнении исправления ошибок результирующего прошитого кода конкретные удаляемые биты должны тщательно выбираться. Также, важно избегать создания катастрофического кода в результате удаления битов. Например, удаление одного конкретного бита может привести к потере свободного промежутка 1, тогда как удаление другого бита может привести к потере 3, а удаление еще одного бита может привести к катастрофическому коду. Ясно, что все местоположения кодовых битов в конфигурации прошивания не вносят одинаковый вклад в выполнение исправления ошибок прошитого кода. Указанное свойство может применяться в отображении кодовых битов на недвоичную сигнализацию, такую как ASK или QAM-модуляция.

В примере, показанном на фиг. 4, каждая из 5-битовых групп приводит к 12-битовому выходному сигналу. Затем 12-битовые группы сегментируются на главный верхний, главный нижний, резервный верхний и резервный нижний сегменты, что иллюстрируется блоками 90, 92, 94 и 96, например, путем присвоения трех битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Резервный верхний и резервный нижний биты задерживаются, как показано блоком 98 и 100, и биты отображаются на основной перемежитель, как показано блоком 102.

На фиг. 5 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая прямое исправление ошибок (FEC) для перемежителя 104 расширения гибридной системы IBOC с АМ. Цифровой сигнал подается по линии 106 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 24000 битов, как показано блоком 108. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 110, где кадр модема делится на 4000 6-битовых группы. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 112. Например, каждая из 6-битовых групп приводит к 12-битовому выходному сигналу. Затем 12-битовые группы сегментируются на верхний и нижний сегменты расширения, как показано блоками 114 и 116, например, путем присвоения шести битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Верхний и нижний биты расширения задерживаются, как показано блоками 118 и 120, и биты отображаются на перемежитель расширения, как показано блоком 122.

На фиг. 6 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая прямое исправление ошибок (FEC) для перемежителя 124 для уровня расширения полностью цифровой системы IBOC с АМ. Цифровой сигнал подается по линии 126 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 3000 битов, как показано блоком 128. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 130, где кадр модема делится на 6000 5-битовых групп. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 132. На примере фиг. 6 каждая из 5-битовых групп приводит к 12-битовому выходному сигналу. Затем 12-битовые группы сегментируются на главный верхний, главный нижний, резервный верхний и резервный нижний сегменты, как иллюстрируется блоками 134, 136, 138 и 140, например, путем присвоения трех битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Резервный верхний и резервный нижний биты задерживаются, как показано блоками 142 и 144, и биты отображаются на основной перемежитель, как показано блоком 142.

На фиг. 7 показана функциональная блок-схема, иллюстрирующая прямое исправление ошибок (FEC) для перемежителя 148 интегрированных цифровых услуг (IDS) гибридной системы IBOC с АМ. Цифровой сигнал подается по линии 150 и компонуется в ядро кадра модема, содержащее, например, 80 битов, как показано блоком 152. Затем кадр модема делится на множество битовых групп, как показано блоком 154, где кадр модема делится на десять 8-битовых групп. Затем группы подвергаются кодированию с прямым исправлением ошибок и прошиванию, как показано блоком 156. В приведенном примере каждая из 8-битовых групп обуславливает 24-битовый выходной сигнал. Затем 24-битовые группы сегментируются на IDS-верхний и IDS-нижний сегменты, как показано блоками 158 и 160, например, путем присвоения шести битов каждой 12-битовой группы каждому из сегментов. Затем IDS- верхний и IDS- нижний биты отображаются на перемежитель расширения, как показано блоком 162.

На фиг. 8 показана упрощенная блок-схема релевантных частей приемника 170 системы IBOC DAB, который может принимать сигналы, кодированные согласно способу, соответствующему настоящему изобретению. Составной радиовещательный сигнал принимается антенной 172 и преобразуется в сигнал промежуточной частоты (ПЧ) в линии 174 схемой 176 препроцессора. Затем ПЧ сигнал обрабатывается цифровым преобразователем 178 с понижением частоты, который содержит аналого-цифровой преобразователь 180 и процессор, который выполняет смешение, прореживание и фильтрацию, как показано блоком 182, формируя комплексный сигнал полосы модулирующих частот в линии 184. Блок 186 автоматической регулировки усиления подает сигнал полосы модулирующих частот в перемежитель 188 в цифровом преобразователе с понижением частоты. Демодулятор 190 демодулирует аналоговую модулированную часть составного сигнала полосы модулирующих частот, а демодулятор 192 демодулирует модулированную в цифровой форме часть составного сигнала полосы модулирующих частот. После обращенного перемежения, FEC декодирования и декодирования аудиосигнала, как показано блоками 194 и 196, результирующий DAB-стерео сигнал в линии 198 и аналоговый сигнал в линии 200 смешиваются, как показано блоком 202, формируя выходной аудио-сигнал в линии 204.

На фиг. 9 показана функциональная блок-схема гибридного обращенного перемежителя и FEC декодера системы IBOC с АМ. Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок основной сигнал вводится по линии 206 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 208. Блок 210 показывает, что для I и Q составляющих определяются «мягкие» (программируемые) решения, и программируемые решения I и Q составляющих подвергаются обращенному перемежению в блоках 212 и 214 соответственно. Обращено перемеженные квадратурные составляющие для главного верхнего и главного нижнего сегментов задерживаются, как показано блоком 216, а обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок основные сигналы декодируются, как показано блоком 218, формируя основные данные в линии 220.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок сигнал расширения вводится по линии 222 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 224. Блок 226 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, а в блоке 228 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные сигналы расширения декодируются с прямым исправлением ошибок, как показано блоком 230, формируя данные расширения в линии 232.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок IDS сигнал вводится по линии 234 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 236. Блок 238 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, а в блоке 240 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок IDS сигналы декодируются, как показано блоком 242, формируя данные интегрированных цифровых услуг в линии 244.

На фиг. 10 показана функциональная блок-схема альтернативного гибридного обращенного перемежителя и FEC декодера системы IBOC с АМ. Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок основной сигнал вводится по линии 246 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 248. Блок 250 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, и соответственно в блоках 252 и 254 программируемые решения I и Q составляющих подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные квадратурные составляющие для главного верхнего и главного нижнего сегментов задерживаются, как показано блоком 256, и обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок основные сигналы декодируются, как показано блоком 258, формируя основные данные в линии 260.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок сигнал расширения вводится по линии 262 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 264. Блок 266 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, и соответственно в блоке 268 и 270 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные квадратурные составляющие для главного верхнего и главного нижнего сегментов задерживаются, как показано блоком 272, и обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок сигналы расширения декодируются, как показано блоком 274, формируя данные расширения в линии 276.

Перемеженный и исправленный прямым исправлением ошибок IDS- сигнал вводится по линии 278 и демодулируется с образованием синфазной (I) и квадратурной (Q) составляющих, как показано блоком 280. Блок 282 показывает, что определяются программируемые решения для I и Q составляющих, а в блоке 284 I и Q программируемые решения подвергаются обращенному перемежению. Обращено перемеженные исправленные прямым исправлением ошибок IDS-сигналы декодируются, как показано блоком 286, формируя IDS-данные в линии 288.

Формирование CPTCM-кода является многоэтапным процессом. Сначала задаются сегменты, например, главный, резервный, нижний и верхний сегменты. В примере кодированного мультиплексирования с частотным разделением ортогональных каналов (COFDM)сегменты определяются как группы поднесущих, которые подвергаются воздействию совместно, как группа, по сценарию взаимных помех. В частности, если кодированные поднесущие помещены в обеих - нижней и верхней боковых полосах, то одна из указанных боковых полос может быть искажена источником помех, тогда как другая боковая полоса, как ожидается, работает сама по себе. Другими словами, код в каждой боковой полосе не должен быть катастрофическим, и сам по себе должен иметь хорошие свойства исправления ошибок. Следовательно, каждый сегмент должен образовывать частоту кода, меньшую или равную 1. Аналогично, пара сегментов может быть разнесена во времени, где один сегмент передается первым (например, главный), а другой сегмент передается на несколько секунд позже (например, резервный). В таком случае сигнал может испытывать перерыв передачи в течение секунды (например, пока приемник проходит под мостом), и либо резервный, либо главный сегмент будут работать, поскольку они не испытывают перерыва передачи информации с одинаковым содержимым благодаря разнесению во времени. Различные пары или наборы сегментов могут перекрываться. Например, пары сегментов верхний /нижний и главный/ резервный могут перекрывать друг друга. Более конкретно, нижний сегмент может быть образован половиной битов главного сегмента плюс половиной битов резервного сегмента, тогда как верхний сегмент содержит остальные биты.

Далее, размер конфигурации прошивания (частота кода и период прошивания) выбирается с учетом сегментов. Если код состоит из двух взаимно исключающих сегментов (например, главного, резервного), каждый из которых имеет частоту кода R, то составной код имеет частоту кода R/2. Материнский код, из которого прошиванием формируются сегменты, должен иметь частоту кода более R/2. Обычно материнский код является сверточным кодом с частотой 1/n. Сегменты не должны включать в себя наборы кодовых битов, которые являются взаимно исключающими. Период конфигурации прошивания должен быть достаточно большим для формирования каждого из сегментов.

Затем находят составляющие некатастрофических сегментов, идеально с максимальным свободным промежутком, dfree. Это должно быть связано с компьютерным поиском с возможно большим количеством хороших результатов и комбинаций, из которых можно выбирать.

Для недвоичных модуляций кодовых битов должно быть определено наилучшее битовое отображение для возможных некатастрофических сегментов. Двоичная модуляция, такая как BPSK или QPSK, не выигрывает от отображения кодовых битов на символ модуляции. Модуляция QAM представляет собой недвоичную модуляцию, в которой, при данном построении кодов, синфазная (I) и квадратурная (Q) составляющие QAM-символа трактуются индивидуально как ASK-символы. Каждый ASK-символ несет b кодовых битов, формируя m-разрядный ASK-символ из m=2b уровней амплитуды, кодируемых кодом Грея. Последнее, вместо жесткого решения (±1), включает добавление различных мягких (программируемых) весовых коэффициентов к битам. Способ определения относительного «мягкого» (программируемого) свободного промежутка описан ниже.

Затем выбираются наилучшие отображения, совместимые с сегментированием, которые дают максимальный программируемый свободный промежуток. К сожалению, идеальные отображения битов на символы в пределах каждого сегмента могут не быть совместимыми с отображением битов в других сегментах. Например, не все сегменты могут использовать биты с наибольшим средним евклидовым расстоянием. Когда сегменты перекрываются, имеются дополнительные ограничения. Указанные ограничения будут, вероятно, приводить к компромиссу в отображении битов для каждого из сегментов. В некоторых случаях может быть желательным, чтобы один сегмент имел лучшее отображение, чем другой (например, резервный может быть улучшен за счет характеристики главного).

CPTCM-метод применяется к QAM-символу путем обработки I и Q составляющих как независимо кодированные ASK-сигналы. В частности, 64-QAM символ создается модуляцией I и Q составляющих независимыми 8-ASK сигналами. 8-ASK-символы генерируются из специально выбранных 3-битовых групп, которые затем используются для адресации отображенных по Грею точек совокупности. Отображение Грея максимизирует характеристики, минимизируя число границ решения в ASK-отображении. Тем самым максимизируется среднее евклидово расстояние. Указанная процедура явно отличается от сегментирования множества, предлагаемого Ungerboeck в публикации "Channel Coding with Multilevel/Phase Signals," IEEE Transactions on Information Theory, Vol. IT-28, No. 1, January 1982, pp. 55-67 и от многоуровневого кодирования и PTCM-отображения, предложенного в ранее упомянутой статье Viterbi и др. Отображение триплетов кодовых битов на 8 уровней 8-ASK символов представлено в таблице 1.

Таблица 1Отображение CPTCM-кодированных битов на 8 уровней 8-ASK символов
Отображе-ниеУровень-3,5Уровень-2,5Уровень-1,5Уровень-0,5Уровень0,5Уровень1,5Уровень2,5Уровень3,5
А00001111
В00111100
С01100110

16-QAM символ создается модуляцией I и Q составляющих независимыми 4-ASK сигналами. 4-ASK символы генерируются из специально выбранных 2-битовых групп, которые затем используются для адресации отображенных по Грею точек совокупности. Отображение пар кодовых битов на 4 уровня 4-ASK символов представлено в таблице 2.

Таблица 2Отображение CPTCM-кодированных битов на 4 уровня 4-ASK символов
ОтображениеУровень-1,5Уровень-0,5Уровень+0,5Уровень+1,5
А0011
В0110

Далее описано отображение кодовых битов на ASK уровни. Для присвоения ASK-уровней триплетам битов или парам битов используется отображение кода Грея. Отображение кода Грея является хорошо известным способом присвоения битов адресным уровням (в нашем примере - ASK-уровни), где упорядочение уровней требует минимального числа изменений битов. Более конкретно, между адресами последовательных уровней изменяется точно один бит. Наоборот, присвоение двоичного числа адресов не имеет такого ограничения. В примере 8-ASK, кодирование Грея приводит к изменению 7 битов между 8 уровнями, не считая концевых точек. Упорядочение двоичного числа уровней требует изменения 11 битов, не считая концевых точек.

Известно, что кодирование Грея является выгодным при детектировании ASK-сигналов в шуме, поскольку наиболее вероятные ошибки оценки битов происходят тогда, когда уровень находится вблизи битового перехода. Кроме того, наблюдается, что больше переходов (m/2) возникает в младшем бите (LSB) отображенного по коду Грея m-ASK символа, тогда как в старшем бите (MSB) происходит только один переход. Следовательно, LSB является более склонным к ошибкам, вызванным шумом, чем MSB. Таким образом, MSB является более надежным, чем LSB, и другие биты находятся между этими экстремальными значениями. Указанное свойство используется в способе, соответствующем настоящему изобретению.

В дополнение к использованию свойства неравного исправления ошибок кодовых битов посредством прошивания изобретение также использует указанное свойство для отображения кодовых битов на ASK-символы (триплеты или пары битовых адресов). Наиболее значимые кодовые биты помещаются в наиболее надежных местоположениях MSB, а наименее значимые биты - в местоположениях LSB. Указанная процедура должна иметь тенденцию минимизировать потери в способности исправления ошибок результирующего кода и модуляции. Главное преимущество данного метода над TCM и PTCM состоит в том, что может поддерживаться хорошее расстояние Хемминга. Методы TCM или PTCM рассчитаны на то, чтобы максимизировать евклидово расстояние, допуская при этом расстояние Хемминга, равное только 1 на MSB битах. Следовательно, MSB биты не имеют защиты от ошибок, которая неприемлема для импульсного шума, и проявляют плохие характеристики при замирании. Наоборот, CPTCM-метод, предложенный здесь, предназначен для поддержания хорошего расстояния Хемминга для базового двоичного кода, максимизируя при этом евклидово расстояние при указанных ограничениях. Более того, CPTCM-код легко реализовать, так как для этого требуется только один каскад декодирования и обращенного перемежения, в отличие от других TCM или PTCM методов многокаскадного декодирования/обращенного перемежения.

CPTCM требует оценки относительного значения различных кодовых битов в пределах конфигурации прошивания. Например, предположим, что имеется 6 кодовых битов в сегменте, оставшихся после прошивания других, и указанные 6 битов должны отображаться в битовые триплеты из 8-ASK символов, используемых для создания 64-QAM символов. Затем 6 кодовых битов распределяются на 3 категории надежности, причем наиболее значимые 2 бита ассоциируются с 2 MSB битами, наименее значимые 2 бита ассоциируются с 2 LSB битами, а 2 средних бита ассоциируются со средними ASK адресными битами. Нет необходимости, чтобы биты группировались в пределах тех же самых символов, поскольку было бы желательно, чтобы перемежение битов рассеивало пакетные ошибки в пределах символа.

Далее значение каждого кодового бита в конфигурации прошивания оценивается для последующего отображения кодовых битов на символы модуляции. Либо идентифицируется кодовый сегмент, либо используется весь код, в зависимости от того, должно ли отображение оптимизироваться по каждому сегменту индивидуально, или более важно оптимизировать отображение по всему коду. Две указанные различные оптимизации будут в основном давать разные результаты отображения. В случае, когда предпочтительно оптимизировать индивидуальные сегменты, оценка значения кодовых битов может быть выполнена несколькими путями.

Например, каждый бит может быть удален из кода, и можно оценить потери способности исправления ошибок. В порядке важности, подходящие метрики включают катастрофические потери, потери свободного промежутка, увеличенное число маршрутов на свободном промежутке. Наименее значимые биты приводят к наименьшим потерям. Указанные бит