Абонентский блок и способ его использования в беспроводной системе связи

Абонентский блок и способ его использования в беспроводной системе связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится к абонентскому блоку и способу его использования в беспроводной системе связи.

Уровень техники

В беспроводных системах связи, включая сотовые и спутниковые системы связи, а также системы двухпунктовой (прямой) связи, используется беспроводная линия связи на основе модулированного радиочастотного (РЧ) сигнала для передачи данных между двумя системами. Использование беспроводной линии связи желательно по многим причинам, в том числе из-за возросшей мобильности и пониженных требований к инфраструктуре по сравнению с проводными системами связи. Одним из недостатков беспроводной линии связи является ее ограниченная пропускная способность вследствие ограниченной ширины доступной полосы радиочастот (РЧ). Напротив, в проводных системах связи такого ограничения нет, поскольку их пропускную способность можно увеличить путем установки дополнительных проводных соединений.

С учетом ограничений, присущих РЧ полосе, были разработаны различные способы обработки сигналов, повышающие эффективность использования беспроводной системой связи доступной РЧ полосы. Широко распространенным примером подобной эффективной обработки сигнала в полосе частот является стандарт для интерфейса в эфире IS-95 и его модификации, такие как IS-95-A и ANSI J-STD-008 (определяемые ниже под общей ссылкой как стандарт IS-95), опубликованные Ассоциацией промышленности средств связи (TIA) и используемые главным образом в сотовых системах электросвязи. Стандарт IS-95 включает использование способов модуляции сигнала с множественным доступом и кодовым разделением каналов (МДКР) для одновременной передачи множества сообщений в одной и той же РЧ полосе. Передача множества сообщений в одной и той же полосе частот, в сочетании с комплексным управлением мощностью, позволяет увеличить общее количество вызовов и других сообщений, которые могут передаваться в беспроводной системе связи, среди прочего за счет многократного использования частоты, что отсутствует в других способах беспроводной электросвязи. Использование способов МДКР в системе связи с множественным доступом раскрытого в Патенте США №4901307 "SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" и Патенте США №5103459 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", при этом оба патента включены сюда по ссылке и принадлежат правопреемнику настоящего изобретения.

На фиг.1 представлена сильно упрощенная схема сотовой телефонной системы с конфигурацией, обеспечивающей использование стандарта IS-95. Во время работы набор абонентских пунктов 10a-d осуществляет беспроводную связь путем установления одного или более РЧ интерфейсов с одной или более наземными станциями 12a-d, используя модулированные РЧ сигналы с МДКР. Каждый РЧ интерфейс между базовой станцией 12 и абонентским блоком 10 включает в себя сигнал прямой линии связи, передаваемый от базовой станции 12, и сигнал обратной линии связи, передаваемый от абонентского блока. При использовании этих интерфейсов связь с другим пользователем обычно выполняется с помощью центра коммутации мобильной телефонной связи (ЦКМ) 14 и коммутируемой телефонной сети общего пользования (КТСОП) 16. Линии связи между базовыми станциями 12, ЦКМ 14 и КТСОП 16 обычно выполняются в виде проводных соединений, хотя также известны случаи использования для этой цели дополнительных РЧ или микроволновых линий связи.

Согласно стандарту IS-95, каждый абонентский блок 10 передает данные пользователя посредством сигнала одноканальной некогерентной обратной линии связи с максимальной скоростью передачи данных 9,6 или 14,4 кбит/с в зависимости от той установленной скорости, которая выбрана из набора установленных скоростей. Некогерентная линия связи - это линия, в которой принимающая система не использует информацию о фазе. Когерентная линия связи - это линия, где приемник в процессе обработки использует имеющуюся у него информацию о фазе несущих. Информацию о фазе обычно получают из контрольного сигнала (пилот-сигнала), однако оценить значение фазы можно также на основе передаваемых данных. Стандарт IS-95 также устраивает набор из шестидесяти четырех кодов Уолша, каждый из которых содержит шестьдесят четыре элемента (чипа) для использования в прямой линии связи.

Использование сигнала одноканальной некогерентной обратной линии связи, обеспечивающего согласно стандарту IS-95 максимальную скорость передачи 9.6 или 14.4 кбит/с, хорошо подходит для беспроводной сотовой системы связи, в которой типичный сеанс связи представляет собой передачу оцифрованной речи или цифровых данных с более низкой скоростью передачи, к примеру, факсимильных данных. Некогерентный канал для линии обратной связи был выбран потому, что в системе, где связь с базовой станцией 12 для каждой выделенной полосы частот 1,1288 МГц могут осуществлять до 80 абонентских блоков 10, обеспечивая при этом необходимые контрольные данные при передаче от каждого абонентского блока 10, у такого набора абонентских блоков 10 существенно возрастают уровень взаимных помех. Также на скоростях передачи данных 9,6 или 14,4 кбит/с отношение мощности передачи контрольных данных к мощности передачи данных пользователя оказывается весьма значительным, из-за чего также возрастают помехи между абонентскими блоками. Использование сигнала одноканальной обратной линии связи продиктовано тем, что выполнение одновременно только одного вида связи согласуется с использованием проводных телефонов, и именно на этой концепции основана современная беспроводная сотовая связь. Кроме того, обработка сигналов при наличии одного канала не так сложна, как в случае с несколькими каналами.

С прогрессом в технологиях цифровой связи следует ожидать существенного повышения требований к беспроводной передачи данных для таких прикладных областей, как интерактивный просмотр файлов и телеконференции. Эта тенденция приведет к изменению характера использования беспроводных систем связи и условий функционирования соответствующих интерфейсов. В частности, данные будут передаваться с более высокими максимальными скоростями и в более широком диапазоне возможных скоростей. Также возможно понадобится более надежная передача, так как ошибки при передаче данных менее терпимы, чем ошибки при передаче аудиоинформации. Вдобавок, при возросшем количестве типов данных возникнет потребность в одновременной передаче данных множества типов. Например, в процессе поддержания аудио- или видеоинтерфейса может возникнуть необходимость обменяться файлом данных. Кроме того, с возрастанием скорости передачи от абонентского блока количество осуществляющих связь с базовой станцией 12 абонентских блоков 10, приходящихся на РЧ полосу данной ширины, уменьшится, поскольку повышение скорости передачи данных приведет к тому, что та же самая пропускная способность базовой станции сможет быть достигнута уже при меньшем количестве абонентских блоков 10. В некоторых слоях может оказаться так, что используемая в настоящее время обратная линия связи IS-95 не сможет быть до конца адаптирована к такого рода изменениям. Таким образом, настоящее изобретение относится к созданию интерфейса с МДКР с более высокой скоростью передачи данных и эффективностью использования ширины полосы, посредством которого можно будет осуществить множество видов связи.

Сущность изобретения

Согласно одному аспекту, в изобретении предлагается абонентский блок, либо другой передатчик для использования в беспроводной системе связи, причем абонентский блок включает: множество информационных источников для выдачи информационных данных; кодер для кодирования информационных данных; множество источников управления для выдачи данных управления; и модулятор для модулирования закодированных информационных данных и данных управления от одного или более источников управления из множества источников управления в соответствии с разными модулирующими кодами для передачи на несущей, в котором модулятор устроен так, что он комбинирует закодированные информационные данные от одного информационного источника и закодированные данные управления, прежде чем они выводятся для передачи.

Согласно другому аспекту в изобретении предусмотрена базовая станция, либо другой приемник для использования в беспроводной системе связи, причем базовая станция включает приемник для приема несущей и выделения из нее закодированных информационных данных от множества информационных источников, модулированных соответствующими разными модулирующими кодами, и данных управления от множества источников управления, причем данные управления (в единственном или множественном числе) модулируются соответствующими разными модулирующими кодами и закодированные информационные данные от одного информационного источника комбинируются с закодированными данными управления; демодулятор для демодуляции закодированных информационных данных и данных управления, исходя из соответствующих разных модулирующих кодов; и декодер для кодирования закодированной информации и данных управления.

Согласно еще одному аспекту в изобретении, предлагается способ для передачи данных управления, основных данных и дополнительных данных от первого абонентского блока из набора абонентских блоков на базовую станцию, связанную с набором абонентских блоков, включающий: (а) модуляцию дополнительных данных первым кодом Уолша; (б) модуляцию основных данных вторым кодом Уолша; и (в) модуляцию данных управления третьим кодом Уолша, в котором первый код Уолша короче второго кода Уолша, а второй код Уолша короче третьего кода Уолша.

Согласно следующему аспекту в изобретении предлагается способ передачи данных от абонентского блока для использования в беспроводной системе связи, причем способ включает: прием информационных данных от множества информационных источников; кодирование информационных данных; прием данных управления от множества источников управления; и модуляцию закодированных информационных данных и данных управления от одного или более источников управления из множества источников управления соответствующими разными модулирующими кодами для передачи на несущей, в котором закодированные информационные данные от одного информационного источника объединяются с закодированными данными управления, прежде чем они выводятся для передачи.

Согласно одному варианту изобретения, создается набор абонентских каналов с индивидуальной регулировкой усиления путем использования набора ортогональных субканальных кодов, имеющих небольшое количество ПС расширяющих элементов на один период ортогонального сигнала. Данные, передаваемые через один из каналов передачи, подвергаются низкоскоростному кодированию с исправлением ошибок, а затем они, перед модуляцией одним из субканальных кодов, последовательно повторяются, подвергаются регулировке усиления и суммируются с данными, модулированными с использованием других субканальных кодов. Результирующие суммарные данные модулируются с использованием длинного кода пользователя и псевдослучайного расширяющего кода (ПС кода) и преобразуются с повышением частоты для выполнения передачи. Использование коротких ортогональных кодов обеспечивает подавление помех, позволяя при этом выполнять кодирование с исправлением ошибок и повторение для временного разнесения, чтобы преодолеть рэлеевское замирание - явление, с которым часто сталкиваются в наземных беспроводных системах. В предложенном иллюстративном варианте изобретения набор субканальных кодов состоит из четырех кодов Уолша, каждый из которых ортогонален остальному набору и имеет продолжительность, соответствующую четырем элементам. Предпочтительно использовать небольшое число (например, четыре) субканала, так как это позволяет применять более короткие ортогональные коды; хотя использование большего количества каналов и, следовательно, более длинных кодов также не противоречит изобретению. В другом варианте изобретения длина, или количество элементов, в каждом канальном коде выбираются разными, чтобы дополнительно уменьшить отношение пиковой мощности передачи к средней.

В предпочтительном иллюстративном варианте изобретения контрольные данные передаются по первому из каналов передачи, а данные управления мощностью передаются по второму каналу передачи. Остальные два канала передачи используются для передачи неспециализированных цифровых данных, включая данные пользователя, данные сигнализации, либо и то и другое. В иллюстративном варианте конфигурация двух неспециализированных каналов передачи приспособлена для модуляции типа ДПФМ (двухпозиционная фазовая манипуляция) и передачи по квадратурному каналу.

Краткое описание чертежей

Признаки цели и преимущества настоящего изобретения станут более очевидными из нижеследующего подробного описания варианта его осуществления вместе с чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции идентифицируют соответствующие элементы на всех чертежах и где:

Фиг.1 - блок-схема системы сотовой телефонной связи;

Фиг.2 - блок-схема абонентского блока и базовой станции, конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения;

Фиг.3 - блок-схема канального кодера ДПФМ и канального кодера ФМЧС (фазовая манипуляция с четвертичными сигналами), конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения;

Фиг.4 - блок-схема системы обработки сигнала передачи, конфигурация которой соответствует иллюстративному варианту изобретения;

Фиг.5 - блок-схема системы обработки сигнала приема, конфигурация которой соответствует иллюстративному варианту изобретения;

Фиг.6 - блок-схема системы "пальцевой" обработки (finger processing), конфигурация которой соответствует одному варианту изобретения;

Фиг.7 - блок схема канального декодера ДПФМ и канального декодера ФМЧС, конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения; и

Фиг.8 - блок-схема системы обработки сигнала передачи, конфигурация которой соответствует второму иллюстративному варианту изобретения;

Фиг.9 - блок схема системы "пальцевой" обработки, конфигурация которой соответствует одному варианту изобретения;

Фиг.10 - блок-схема системы обработки сигнала передачи, конфигурация которой соответствует другому варианту изобретения;

Фиг.11 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для основного канала, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения;

Фиг.12 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для основного канала, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения;

Фиг.13 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для дополнительного канала, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения;

Фиг.14 - блок-схема процесса кодирования, выполняемого для канала управления, с конфигурацией, соответствующей одному варианту изобретения.

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Новый и улучшенный способ и устройство для высокоскоростной беспроводной связи с использованием МДКР описаны применительно к части системы сотовой электросвязи, относящейся к передаче по обратной линии связи. Хотя изобретение можно приспособить для использования при передаче по обратной линии связи радиально-узловой многопунктовой системы сотовой связи, данное изобретение в равной степени применимо и для передач по прямой линии связи. Вдобавок, настоящее изобретение принесет пользу при его включении во многие другие беспроводные системы связи, в том числе, спутниковые беспроводные системы связи, двухпунктовые беспроводные системы связи и системы, передающие радиочастотные сигналы с использованием коаксиальных или других широкополосных кабелей.

На фиг.2 показана блок-схема передающей и приемной систем, выполненных в виде абонентского блока 100 и базовой станции 120. Первый набор данных (данные ДПФМ) принимается канальным кодером ДПФМ 103, который генерирует поток кодовых символов с конфигурацией, приспособленной для выполнения ДПФМ при этом указанный поток принимается модулятором 104. Второй набор данных (данные ФМЧС) принимается канальным кодером ФМЧС 102, который генерирует поток кодовых символов с конфигурацией, приспособленной для модуляции ФМЧС, при этом указанный поток также принимается модулятором 104. Модулятор 104 получает также данные управления мощностью и контрольные данные, которые модулируются наряду с закодированными данными ДПФМ и ФМЧС в соответствии со способами множественного доступа с кодовым разделением каналов (МДКР), для генерации набора символов модуляции, принимаемых системой обработки РЧ 106. Система обработки РЧ 106 фильтрует и преобразует с повышением частоты набор символов модуляции в частоту несущей для передачи на базовую станциию 120 с использованием антенны 108. Хотя здесь показан только один абонентский блок, на самом деле, с базовой станцией 120 могут осуществлять связь множество абонентских блоков.

В базовой станции 120 система обработки РЧ 122 принимает через антенну 121 передаваемые РЧ сигналы и выполняет полосовую фильтрацию, преобразование с понижением частоты до полосы частот модулирующих сигналов и оцифровку (преобразование в цифровую форму). Демодулятор 124 принимает оцифрованные сигналы и выполняет демодуляцию в соответствии со способами МДКР для получения данных "мягкого решения" ДПФМ и ФМЧС. Канальный декодер ДПФМ 128 декодирует данные "мягкого решения" ДПФМ, принимаемые от демодулятора 124, получая наилучшую оценку данных ДПФМ, а канальный декодер ФМЧС 126 декодирует данные "мягкого решения" ФМЧС, принимаемые от демодулятора 124, получая наилучшую оценку данных ФМЧС. После этого наилучшая оценка первого и второго набора данных доступна для дальнейшей обработки или направления к следующему месту назначения, а полученные данные для управления мощностью используются либо непосредственно, либо после декодирования для регулировки мощности передачи того канала прямой связи, который используется для передачи данных абонентскому блоку 100.

На фиг.3 показана блок-схема канального кодера ДПФМ 103 и канального кодера ФМЧС 102, конфигурация которых соответствует иллюстративному варианту изобретения. В канальном кодере ДПФМ 103 данные ДПФМ принимаются генератором контрольных сумм КИЦК (контроль с помощью избыточного циклического кода) 130, который генерирует контрольную для каждого 20-миллисекундного кадра первого набора данных. Кадр данных наряду с контрольной суммой КИЦК принимается генератором хвостовых битов 132, который добавляет к концу хвостовые биты, содержащие восемь логических нулей на конце каждого кадра, чтобы обеспечить известное состояние в конце каждого процесса декодирования. Затем кадр, включающий хвостовые биты кода и контрольную сумму КИЦК принимается сверточным кодером 134, который выполняет сверточное кодирование с длиной кодового ограничения (К) 9 и скоростью (R) 1/4, генерируя тем самым кодовые символы со скоростью, в четыре раза превышающей скорость на входе кодера (Е_R). В качестве альтернативы выполняют кодирование с другими скоростями, включая скорость 1/2, но использование скорости 1/4 более предпочтительно ввиду того, что при этом получается оптимальное соотношение сложности и эффективности. Блочный перемежитель 136 выполняет перемежение бит на кодовых символах, чтобы обеспечить временное разнесение для более надежной передачи в условиях быстрого замирания. Получившиеся в результате перемежения символы принимаются повторителем с изменяемой стартовой точкой 138, который повторяет последовательность перемежающихся символов достаточное количество раз N_R, чтобы обеспечить поток символов с постоянной скоростью, который соответствует выходящим кадрам, имеющим постоянное количество символов. Повторение последовательности символов также увеличивает временное разнесение данных, необходимое для преодоления замирания. В иллюстративном варианте постоянное количество символов равно 6144 для каждого кадра, что дает значение скорости передачи символов 307,2 килосимволов в секунду (кс/с). Повторитель 138, начиная повторение, использует также разные стартовые точки для каждой последовательности символов. Если значение N_R, необходимое для генерации 6144 символов на кадр, не является целым числом, то заключительное повторение выполняется только для части последовательности символов. Результирующий набор повторяемых символов принимается преобразователем ДПФМ 139, который генерирует поток кодовых символов ДПФМ (ДПФМ), имеющих значения +1 и -1, для выполнения ДПФМ модуляции. В альтернативном варианте повторитель 138 размещается перед блочным перемежителем 136, так что блочный перемежитель 136 получает одно и тоже количество символов для каждого кадра.

В канальном кодере ФМЧС 102 данные ФМЧС принимаются генератором контрольных сумм КИЦК 140, который генерирует контрольную сумму для каждого 20-миллисекундного кадра. Кадр, включающий контрольную сумму КИЦК, принимается генератором кодовых хвостовых бит 142, который добавляет набор из восьми хвостовых бит, имеющих значения логических нулей, к концу кадра. Кадр, включающий теперь кодовые хвостовые биты и контрольную сумму КИЦК, принимается сверточным кодером 144, который выполняет сверточное кодирование с К=9, R=1/4, генерируя кодовые символы со скоростью, в четыре раза превышающей скорость на входе кодера (Е_R). Блочный перемежитель 146 выполняет перемежение бит в кодовых символах, а результирующие перемежающиеся символы принимаются повторителем с изменяемой силовой точкой 148. Повторитель с изменяемой стартовой точкой 148, используя для каждого повторения разные стартовые точки в последовательности символов, повторяет последовательность перемежающихся символов достаточное число раз N_R, генерируя 12288 символов для каждого кадра, что дает значение скорости передачи кодовых символов 614,4 килосимволов в секунду (кс/с). Если N_R не целое число, то заключительное повторение выполняется только для части последовательности символов. Результирующие повторяющиеся символы принимаются преобразователем ФМЧС 149, который генерирует поток кодовых символов ФМЧС, имеющий конфигурацию, обеспечивающую выполнение модуляции ФМЧС, и содержащий поток кодовых символов ФМЧС в фазе со значениями +1 и -1 (ФМЧС₁) и квадратурный (сдвинутый по фазе на 90 градусов) поток кодовых символов ФМЧС со значениями +1 и -1 (ФМЧС_Q). В альтернативном варианте повторитель 148 размещают перед блочным перемежителем 146, так что блочный перемежитель 146 получит одно и то же количество символов для каждого кадра.

На фиг.4 показана блок-схема модулятора 104 по фиг.2 с конфигурацией, соответствующей иллюстративному варианту изобретения. Каждый символ ДПФМ из канального кодера ДПФМ 103 модулируется кодом Уолша W₂ с использованием умножителя 150b, а каждый символ ФМЧС₁ и ФМЧС_Q из канального кодера ФМЧС 102 модулируется кодом Уолша W₃ с использованием умножителей 150с и 154d. Данные управления мощностью (УМ) модулируются кодом Уолша W₁ с использованием умножителя 150а. Регулятор усиления 152 получает контрольные данные (КОНТР), которые предпочтительно имеют логический уровень, соответствующий положительному напряжению, и регулирует амплитуду в соответствии с коэффициентом регулировки усиления А₀. Сигнал КОНТР не несет данных пользователя, а обеспечивает базовую станцию информацией о фазе и амплитуде, так что базовая станция может когерентно демодулировать данные, передаваемые по остальным субканалам, и масштабировать выходные значения "мягкого решения" для их комбинирования. Регулятор усиления 154 регулирует амплитуду данных управления мощностью, модулированных кодом Уолша W₁, в соответствии с коэффициентом регулировки усиления A₁, a регулятор усиления 156 регулирует амплитуду канальных данных ДПФМ, модулированных кодом Уолша W₂ в соответствии с переменной усиления A₂. Регуляторы усиления 158а и 158b в соответствии с коэффициентом регулировки усиления А₃ регулируют амплитуду символов ФМЧС в фазе и квадратурных, модулированных соответственно кодом Уолша W₃. Четыре кода Уолша, используемые в предпочтительном варианте изобретения, показаны в Таблице I.

Таблица I.
Код Уоша	Символы модуляции
W0	+ + + +
W1	+ - + -
W2	+ + - -
W3	+ - + -

Специалистам в данной области техники очевидно, что код W₀ совершенно не подходит для модуляции и, как показано, соответствует обработке контрольных данных. Данные управления мощностью модулируются кодом W₁, данные ДПФМ кодом W₂, а данные ФМЧС кодом W₃. После модуляции соответствующим кодом Уолша контрольные данные, данные управления мощностью и данные ДПФМ передаются в соответствии со способами ДПФМ, а данные ФМЧС (ФМЧС₁ и ФМЧС_Q) в соответствии со способами ФМЧС, как описано ниже. Следует также иметь в виду, что нет необходимости использовать каждый ортогональный код, а в альтернативном варианте изобретения, где для пользователя предусмотрен только один канал, используются только три из четырех кодов Уолша.

Использование коротких ортогональных кодов требует генерации меньшего количества элементов на один символ и, следовательно, дает возможность выполнения более широкого кодирования и повторения по сравнению с системами, в которых используются более длинные коды Уолша. Такое более широкое кодирование и повторение обеспечивает защиту от рэлеевского замирания, которое является главным источником ошибок в наземных системах связи. Использование другого количества кодов и кодов другой длины согласуется с настоящим изобретением, однако использование набора из большего числа кодов Уолша с большей длиной уменьшает эффективность защиты от замирания. Использование четырехэлементных кодов считается оптимальным, поскольку четыре канала обеспечивают существенную гибкость при передаче различных типов данных, как показано ниже, при сохранении короткой длины кода.

Сумматор 160 суммирует результирующие символы модуляции с отрегулированной амплитудой, поступающие от регуляторов усиления 152, 154, 156 и 158а, генерируя суммарные символы модуляции 161. ПС расширяющие коды ПС₁ и ПС_Q расширяются путем умножения на длинный код 180 с использованием умножителей 162а и 162b. Результирующие псевдослучайные коды, обеспечиваемые умножителями 162а и 162b, используются для модуляции суммарных символов модуляции 161 и квадратурных символов ФМЧС_Q 163 с отрегулированным усилением посредством комплексного умножения с использованием умножителей 164a-d и сумматоров 166а и 166b. Затем результирующая составляющая в фазе X₁ и квадратурная составляющая Х_Q фильтруются (фильтрация не показана) и преобразуются с повышением частоты до частоты несущей в системе обработки РЧ 106, показанной в сильно упрощенном виде, с использованием умножителей 168 и двух синусоид: в фазе и сдвинутой на 90 градусов. В альтернативном варианте изобретения также может быть использовано преобразование ФМЧС с повышением частоты и сдвигом. Результирующие сигналы с повышенной частотой, в фазе и квадратурный суммируются с использованием сумматора 170 и усиливаются главным усилителем 172 в соответствии с главным коэффициентом регулировки А_M для генерации сигнала s(t), который передается на базовую станцию 120. В предпочтительном варианте изобретения сигнал расширяется и фильтруется в полосе 1,2288 МГц, чтобы сохранить совместимость с полосой пропускания существующих каналов МДКР.

Обеспечивая множество ортогональных каналов, по которым могут передаваться данные, а также используя повторители с регулируемой частотой, которые уменьшают количество повторений N_R, выполняемых в соответствии с высокими скоростями данных на входе, вышеописанный способ и система обработки сигналов передачи позволяет одному абонентскому блоку, либо другой системе передачи, передавать данные с различными скоростями передачи данных. В частности, уменьшая частоту повторений N_R, выполняемых повторителями с изменяемой стартовой точкой 138 или 148 по фиг.3, можно поддерживать более высокую скорость Е_R на входе кодера. В альтернативном варианте изобретения сверточное кодирование со скоростью 1/2 выполняется при увеличенной вдвое частоте повторения N_R. Набор скоростей кодера Е_R, поддерживаемый различными частотами повторения N_R и скоростями кодирования R, равными 1/4 и 1/2 для канала ДПФМ и канала ФМЧС, показаны в Таблицах II и III соответственно.

Таблица IIКанал ДПФМ.
Метка	ЕR, ДПФМ (б/с)	Выход кодера R=1/4 (бит/кадр)	NR,R=l/4 (Частота повторения, R=1/4)	Выход кодера R=1/2 (бит/кадр)	NR,R=1/2 (Частота повторения, R=1/2)
Высокая скорость-72	76,800	6,144	1	3,072	2
Высокая скорость-64	70,400	5,632	1 1/11	2,816	2 2/11
	51,200	4,096	1 1/2	2,048	3
Высокая скорость-32	38,400	3,072	2	1,536	4
	25,600	2,048	3	1,024	6
RS2-Полная скорость	14,400	1,152	5 1/3	576	10 2/3
RS1-Полная скорость	9,600	768	8	384	16
Нулевая	850	68	90 6/17	34	180 12/17

Таблица III.Канал ФМЧС.
Метка	ЕR, ФМЧС (б/с)	Выход кодера R=1/4 (бит/кадр)	NR,R=1/4 (Частота повторения, R=1/4)	Выход кодера R=1/2 (бит/кадр)	NR,R=l/2 (Частота повторения, R=1/2)
	153/600	12,288	l	6,144	2
Высокая скорость-72	76,800	6,144	2	3,072	4
Высокая скорость-64	70,400	5,632	2 2/11	2,816	4 4/11
	51,200	4,096	3	2,048	6
Высокая скорость-32	38,400	3,072	4	1,536	8
	25,600	2,048	6	1,024	12
RS2-Полная скорость	14,400	1,152	10 2/3	576	21 1/3
RS1-Полная скорость	9,600	768	16	384	32
Нулевая	850	68	180 12/17	34	361 7/17

В таблицах II и III показано, что путем подбора количества повторений последовательностей N_R можно поддерживать самые различные скорости передачи данных, включая высокие скорости передачи данных, когда скорость на входе кодера Е_R соответствует скорости передачи данных минус константа, необходимая для передачи КИЦК кодовых хвостовых бит и любой другой дополнительной служебной информации. Из таблиц II и III также видно, что ФМЧС модуляцию можно использовать для повышения скорости передачи данных. Обычно используемые скорости снабжаются метками, к примеру "Высокая скорость - 72" и "Высокая скорость - 32". Скорости, отмеченные как Высокая скорость - 72, Высокая скорость - 64 и Высокая скорость - 32 имеют скорости графика 72, 64 и 32 кбит/с соответственно, причем для сигнализации и других данных управления они мультиплексируются соответственно со скоростями 3,6, 5,2 и 5,2 кбит/с. Скорости RS1 - Полная скорость и RS2 - Полная скорость соответствуют скоростям, используемым в системах связи, работающим согласно стандарту IS-95, что также весьма полезно с точки зрения совместимости. "Нулевая" скорость соответствует передаче одного бита и используется для индикации разрушения кадра, что также является частью стандарта IS-95.

Скорость передачи данных может быть также увеличена путем одновременной передачи данных по двум или более каналам из множества ортогональных каналов, выполняемой либо вдобавок, либо вместо увеличения скорости передачи посредством уменьшения частоты повторения N_R. Например, мультиплексор (не показан) может разбить один источник данных на множество источников данных, передаваемых по множеству субканалов данных. Тогда общая скорость передачи может быть увеличена либо путем передачи по конкретному каналу с более высокой скоростью, либо путем выполнения множества передач одновременно по множеству каналов, либо и то и другое, пока не будет превышена пропускная способность приемной системы по обработке сигналов и станет неприемлемой частота появления ошибок, либо не будет достигнут максимум мощности передачи передающей системы.

Обеспечение множества каналов повышает также гибкость при передаче данных различных типов. Например, канал ДПФМ может быть предназначен для речевой информации, а канал ФМЧС для пересдачи цифровых данных. Этот вариант может быть обобщен далее путем выделения одного канала для передачи данных, зависящих от времени, к примеру речи, отличающейся более низкой скоростью передачи, и выделения другого канала для передачи данных, менее зависящих от времени, к примеру цифровых файлов. В этом варианте перемежение может выполняться более крупными блоками для данных, менее зависящих от времени, чтобы дополнительно увеличить временное разнесение. В другом варианте изобретения канал ДПФМ выполняет основную передачу данных, а канал ФМЧС выполняет передачу переполнения. Использование ортогональных кодов Уолша исключают или существенно уменьшает взаимные помехи в наборе каналов, по которым идет передача от абонентского блока, в результате чего минимизируется энергия передачи, необходимая для успешного приема этих каналов на базовой станции.

Для увеличения пропускной способности при обработке сигналов в приемной системе и, следовательно, степени использования высокой мощности передачи абонентского блока по одному из ортогональных каналов также передаются контрольные данные. Используя контрольные данные, приемная система может выполнять когерентную обработку путем определения и устранения фазового сдвига сигнала обратной линии связи. Контрольные данные могут также использоваться для оптимального взвешивания многолучевых сигналов, принимаемых с различными временными задержками, прежде чем они будут объединены в Рэйк-приемнике. После устранения фазового сдвига и соответствующего взвешивания многолучевые сигналы могут быть объединены, что уменьшает мощность, с которой должен приниматься сигнал обратной линии связи для соответствующей обработки. Такое уменьшение требуемой мощности приема позволяет успешно обрабатывать передачи с более высокими скоростями или наоборот, уменьшить взаимные помехи в наборе сигналов обратной линии связи. Хотя для передачи контрольного сигнала требуется некоторая дополнительная мощность передачи, но с учетом более высоких скоростей передачи отношение мощности контрольного канала к общей мощности сигнала обратной линии связи существенно ниже, чем это же отношение у низкоскоростных сотовых систем для передачи цифровых речевых данных. Таким образом, в высокоскоростной системе передачи данных с МДКР выигрыш в отношении Е_b/N₀, достигаемый благодаря использованию когерентной обратной линии связи, перевешивает затраты на дополнительную мощность, необходимую для передачи контрольных данных от каждого абонентского блока.

Использование регуляторов усиления 152-158, а также главного усилителя 172 дополнительно увеличивает степень использования высокой мощности передачи вышеописанной системы благодаря тому, что система передачи имеет возможности адаптации к различным параметрам радиоканалов, скоростям передачи и типам данных. В частности, мощность передачи канала, необходимая для уверенного приема, может изменяться во времени и при изменяющихся условиях, таким образом, чтобы она не зависела от других ортогональных каналов. Например, во время начального захвата сигнала обратной линии связи возможно потребуется увеличение мощности контрольного канала, чтобы облегчить обнаружение и синхронизацию на базовой станции. Однако, как только сигнал обратной линии связи принят, необходимая мощность передачи контрольного канала существенно уменьшается и будет изменяться в зависимости от различных факторов, включая скорость перемещения абонентских блоков. Соответственно, значение коэффициента регулировки усиления А₀ будет увеличиваться при захвате сигнала, а затем уменьшено во время осуществления текущей связи. В другом случае, когда по линии прямой связи передаетс