Комплементарный дифференциальный усилитель

Иллюстрации

Показать все

Изобретение относится к радиотехнике и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, операционных усилителях (ОУ)). Комплементарный дифференциальный усилитель (КДУ) содержит входной дифференциальный каскад (ДК) (1) на р-n-р входных транзисторах (Т) (2) и (3), второй ДК (10) на n-р-n входных Т (11) и (12). В схему введены первый и второй дополнительные р-n-р Т (17) и (18), коллекторы которых являются соответствующими основными выходами (19) и (20) КДУ, согласованными с шиной (18) отрицательного источника питания (ИП), а также первый и второй дополнительные n-р-n Т (21) и (22), коллекторы которых являются основными выходами (23) и (24) КДУ, согласованными с шиной (15) положительного ИП, причем базы Т (17) и (18) соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником (16) ДК (10), базы Т (21) и (23) подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику (9) ДК (1), эмиттеры Т (21) и (22) соединены с коллекторами Т(11) и (12), эмиттеры Т (17) и (18) подключены к коллекторам Т (2) и (3). 1 з.п. ф-лы, 19 ил.

Реферат

Изобретение относится к области радиотехники и связи и может быть использовано в качестве устройства усиления аналоговых сигналов в структуре аналоговых микросхем различного функционального назначения (например, операционных усилителях (ОУ)).

Известны схемы дифференциальных усилителей (ДУ), реализованных на основе двух параллельно включенных дифференциальных каскадов (ДК) с источниками опорного тока в эмиттерных цепях входных транзисторов (так называемые «dual input stage» или «комплементарных дифференциальных усилителей (КДУ)») [1-20]. По такой архитектуре, на модификации которой выдано около 100 патентов различных стран, выполнены операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм (AD8631, AD8632, НА2539 и др.). Однако в практических схемах известных КДУ коэффициент ослабления входного синфазного сигнала (Кос.сф) получается небольшим (60÷80 ДБ) из-за его существенной зависимости от разброса параметров входных транзисторов, характеризующих глубину их внутренней обратной связи (h12).

Ближайшим прототипом (фиг.1) заявляемого устройства является комплементарный дифференциальный усилитель (П.Шкритек. «Справочное руководство по звуковой схемотехнике». М., Мир, 1991, с.71, рис.5.8.2в, или патент фирмы Motorola (США) №5.153.529), содержащий первый 1 входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах 2 и 3, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов 6 и 7, согласованных с шиной отрицательного источника питания 8, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником 9, второй 10 дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах 11 и 12, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов 13 и 14, согласованных с шиной 15 положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16. По такой же архитектуре выполнен КДУ, описанный в патенте российской фирмы «Микрон» (патент №2193273).

Существенный недостаток известного КДУ состоит в том, что он имеет сравнительно невысокое ослабление входных синфазных сигналов, которое при построении токостабилизирующих двухполюсников 9 и 16 по двухъярусным схемам [1], имеющим повышенное выходное сопротивление, определяется для каждой из групп выходов (Кос.сф - 6-7) () отношениями

где Ку>>1 - коэффициент усиления входного дифференциального сигнала КДУ для первой (второй) группы выходов;

Ксф.<<1 - коэффициент передачи входного синфазного сигнала КДУ для первой (второй) группы выходов;

- h-параметры транзисторов 2 и 3, 11 и 12 в схеме с общей базой.

Действительно, из-за режимной зависимости глубины внутренней обратной связи входных транзисторов (2 и 3, 11 и 12) разность их h-параметров определяющая коэффициент ослабления входных синфазных напряжений (Кос.сф) КДУ, оказывается весьма значительной. Как следствие, при разных уровнях напряжений коллектор-база в статическом режиме (Uкб), которая имеет место во многих практических случаях (КДУ с активными нагрузками [21], КДУ с «перегнутыми» каскодами [1], [22] и т.д.), разность Δh12.ij не равна нулю . Поэтому численные значения Кос.сф таких КДУ (даже при идеальных источниках опорного тока 9 и 16, устанавливающих токи эмиттера, и совершенно идентичных входных транзисторах 2 и 3, 11 и 12), лежат в пределах (или Kос.сф=60÷80 дБ). В большинстве случаев этого недостаточно.

Для доказательства этого факта авторами были проведены исследования зависимости разности коэффициентов внутренней обратной связи (h12-параметров) двух совершенно идентичных транзисторов различных микроэлектронных фирм от статического режима (напряжений коллектор-база, тока эмиттера).

На чертеже фиг.2 показана схема эксперимента на новейших транзисторах «кремний на германии» немецкой фирмы IHP в среде компьютерного моделирования Cadance, а на чертеже фиг.3 - зависимость разности Δh12=h12.1-h12.2=f(ΔUкб) пары этих идентичных транзисторов от разности их статических напряжений коллектор-база.

Из этих графиков, в частности, следует, что при отличии статического напряжения коллектор-база двух совершенно одинаковых транзисторов IHP на величину ΔUкб≈0,6 В их разность достигает значения .

Аналогичные выводы были сделаны и при исследовании интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» в среде компьютерного моделирования PSpice (фиг.4, фиг.5). Здесь разность Δh12 пары совершенно идентичных транзисторов при ΔUкб≈2,5 В.

Кроме этого, входные сопротивления для синфазных сигналов (Rвх.сф.1, Rвх.сф.2) известных КДУ, зависящие от Δh12 и сопротивлений коллекторных переходов транзисторов 2 и 3 (11 и 12), также оказываются небольшими (Rвх.сф.1≈Rвх.сф2.≈1÷2 мОм).

Основная цель предполагаемого изобретения состоит в повышении коэффициента ослабления входных синфазных сигналов. Дополнительная цель - повышение входных сопротивлений для синфазного сигнала (Rвх.сф.1, Rвх.сф.2).

Поставленная цель достигается тем, что в комплементарном дифференциальном усилителе фиг.1, содержащем первый 1 входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах 2 и 3, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов 6 и 7, согласованных с шиной отрицательного источника питания 8, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником 9, второй 10 дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах 11 и 12, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов 13 и 14, согласованных с шиной 15 положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16, предусмотрены новые связи - в схему введены первый 17 и второй 18 дополнительные р-n-р транзисторы, коллекторы которых являются соответствующими основными выходами комплементарного дифференциального усилителя 19 и 20, согласованными с шиной 18 отрицательного источника питания, а также первый 21 и второй 22 дополнительные n-р-n транзисторы, коллекторы которых являются основными выходами 23 и 24 комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной положительного источника питания, причем базы первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16, базы первого 21 и второго 23 дополнительных n-р-n транзисторов подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику 9, эмиттеры первого 21 и второго 22 дополнительных транзисторов соединены с соответствующими вспомогательными выходами второй группы 13 и 14, эмиттеры первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов подключены к соответствующим вспомогательным выходам первой группы 6 и 7.

Схема заявляемого устройства в соответствии с п.1 формулы изобретения показана на чертеже фиг.6. На чертежах фиг.2, фиг.3, фиг.4, фиг.5 показаны ранее рассмотренные результаты компьютерного моделирования в средах Cadance и PSpice пары транзисторов различных микроэлектронных фирм.

На чертеже фиг.7 показана схема заявляемого устройства в соответствии с п.2 формулы изобретения.

На чертеже фиг.8 приведена схема устройства-прототипа фиг.1 в среде компьютерного моделирования PSpice для режима расчета коэффициента передачи по синфазному сигналу КДУ (Ксф.).

На чертежах фиг.9 показаны результаты компьютерного моделирования входного синфазного сопротивления КДУ-прототипа (фиг.8) в среде PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» для второй (13 или 14) и первой (6, 7) групп выходов при различных значениях разности ΔUкб=Vdc=Uкб1-Uкб2, где Uкбi - статическое напряжение коллектор-база i-го транзистора.

На чертеже фиг.10 приведена зависимость крутизны (Sсф) передачи синфазного сигнала uc КДУ фиг.8 для первой и второй группы выходов КДУ при различных значениях разности координат статического режима входных транзисторов ΔUкб=Vdc=Uкб1-Uкб2, где Sсф=iвых/uc, iвых - выходной ток КДУ фиг.8. В идеальном случае должно быть: Sсф=0.

На чертеже фиг.11 показана схема заявляемого КДУ фиг.6 в среде PSpice, а на чертеже фиг.12-фиг.13 - зависимость ее крутизны Sсф от разности ΔUкб=Vdc в разных масштабах.

Графики режимной и частотной зависимостей входного сопротивления КДУ для синфазного сигнала Rвх.сф заявляемого КДУ фиг.11 изображены на чертеже фиг.14.

На чертеже фиг.15 представлена схема заявляемого КДУ фиг.6 в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар», в которой исследовался эффект взаимной компенсации влияния на передачу синфазного сигнала Sсф емкостей коллектор-база Ск транзисторов 17 (VT7) - 18 (VT8) и 21 (VT1) - 22 (VT2).

На чертежах фиг.16 изображен график частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ (S=iвых(uc)) при различных значениях емкостей C1=C2к=1÷20 пФ и С34=15 пФ.

На чертеже фиг.17 показана кривая зависимости верхней граничной частоты крутизны Sсф (по уровню +3 дБ) при С12=15 пФ = const и при изменении С34к=0÷20 пФ. Из этого графика следует, что существует некоторое оптимальное значение Ск≈15 пФ, при котором верхняя граничная частота крутизны достигает максимального значения.

На чертеже фиг.18 изображен график частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ (S=iвых(uc)) при различных значениях емкостей С12к=2÷16 пФ и С34=2 пФ = const.

На чертеже фиг.19 показана кривая зависимости верхней граничной частоты крутизны Sсф (по уровню +3 дБ) при C1=C2=2 пФ = const и при изменении С3=C4к=0÷20 пФ. Из этого графика также следует, что существует некоторое оптимальное значение Ск≈1,6 пФ, причем выигрыш по граничной частоте в сравнении с неоптимальным выбором Ск достигает одного порядка.

Комплементарный дифференциальный усилитель фиг.6 содержит первый 1 входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах 2 и 3, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов 6 и 7, согласованных с шиной отрицательного источника питания 8, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником 9, второй 10 дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах 11 и 12, базы которых соединены с первым 4 и вторым 5 входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов 13 и 14, согласованных с шиной 15 положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16. В схему введены первый 17 и второй 18 дополнительные р-n-р транзисторы, коллекторы которых являются соответствующими основными выходами 19 и 20 комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной 18 отрицательного источника питания, а также первый 21 и второй 22 дополнительные n-р-n транзисторы, коллекторы которых являются основными выходами 23 и 24 комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной 15 положительного источника питания, причем базы первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником 16, базы первого 21 и второго 23 дополнительных n-р-n транзисторов подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику 9, эмиттеры первого 21 и второго 22 дополнительных транзисторов соединены с соответствующими вспомогательными выходами второй группы 13 и 14, эмиттеры первого 17 и второго 18 дополнительных р-n-р транзисторов подключены к соответствующим вспомогательным выходам первой группы 6 и 7.

Комплементарный ДУ фиг.7 (п.2 формулы изобретения) содержит КДУ фиг.6, выходы которого 19-20 и 23-24 подключены ко входам суммирующего каскада 25, выход которого 26 является основным выходом устройства. В качестве суммирующего каскада 25 могут применяться различные схемы на токовых зеркалах и «перегнутых» каскодах, описанные в технической литературе [1-22]. Их основное назначение - согласование КДУ фиг.6 с выходными каскадами по диапазону изменения потенциалов, усилению, шумам и т.п.

Рассмотрим работу заявляемого ДУ фиг.6.

В статическом режиме, когда uc1=uc2=0, токи эмиттеров транзисторов 2, 3, 17, 18, 11, 12, 21 и 22 определяются токами через двухполюсники 9 и 16

Напряжения коллектор-база транзисторов 2 и 3, 11 и 12 близки к нулю. Однако транзисторы работают в активном режиме.

При изменении синфазного сигнала на входах 4 и 5 uc=uc5=uc4 (например, uc=5 B) на величину uc изменяются напряжения на токостабилизирующих двухполюсниках 9 и 16:

Как следствие, на величину uc изменяется напряжение на базах транзисторов 21 и 22, а также 17 и 18. При этом напряжения коллектор-база транзисторов 2 и 3 и 11, 12 остаются постоянными во всем диапазоне uc, что исключает влияние их внутренних обратных связей на Кос.сф и входное сопротивление для синфазного сигнала Rс.сф.

Действительно, сравнение графиков фиг.12 (заявляемый КДУ) и фиг.10 (КДУ-прототип) показывает, что в предлагаемом устройстве существенно ослабляется зависимость Sсф (т.е. Кос.сф) и Rвх.сф от неидентичности статических напряжений коллектор-база выходных транзисторов. При этом существенно улучшаются абсолютные значения этих параметров:

- Кос.сф на 20 дБ (в 10 раз);

- Rвх.сф с 1,8-1,9 мОм до 70-80 мОм, т.е. в 35÷40 раз.

Компьютерное моделирование Кос.сф заявляемого (фиг.11) и известного (фиг.8) КДУ на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» фирмы IHP (Германия) подтверждает полученные выше выводы.

Следует заметить, что повышение Кос.сф и Rвх.сф в заявляемом устройстве обеспечивается без ухудшения энергетических характеристик (токопотребления), а также диапазона изменения входных синфазных сигналов (Uc.max).

Кроме этого, КДУ фиг.6 может работать при малых напряжениях питания. Это является существенным достоинством заявляемой схемы.

Одна из особенностей заявляемого КДУ - наличие эффекта взаимной компенсации влияния емкостей коллектор-база (Ск) дополнительных транзисторов 17-18 и 21-22 на передачу синфазного сигнала со входов 4-5 на любой из выходов КДУ 19, 20, 23, 24. Эти емкости отрицательно влияют на Sсф в области высоких частот. Однако в заявляемом КДУ при идентичных значениях емкостей

данный эффект ослабляется.

Действительно, при выполнении равенства (5) частотный диапазон по крутизне Sсф улучшается в 5÷10 раз. Выигрыш становится еще более значительным в схемах аналоговых устройств с повышенными величинами Ск=10÷20 пФ транзисторов (например, высоковольтные и мощные транзисторы).

Анализ графиков частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ (S=iвых(uc)) (фиг.17, фиг.19) при различных значениях емкостей С12к=Var и C3=C4=const показывает, что существует некоторое оптимальное значение Ск, при котором выигрыш по граничной частоте (в сравнении с неоптимальным выбором Ск) достигает одного порядка. Это является существенным достоинством заявляемого устройства, т.к. в других вариантах построения КДУ данные эффекты отсутствуют.

БИБЛИОГРАФИЧЕСКИЙ СПИСОК

1. Патент РФ №2193273, H03F 3/45.

2. Патент Японии №53-25232, H03F 3/26, 98(5) А332.

3. Патент US 2001/0052818 A1, H03F, 3/45.

4. Патент Японии № JP 8222972.

5. Авт. Свид. СССР №611288.

6. Матавкин В.В. Быстродействующие операционные усилители. - М.: Радио и связь, 1989. - стр.103, рис. 6.11.

7. Патент США №6.366.170 B1, H03F/45.

8. Патент США №6.268.769, H03F/45.

9. Патент США №3.974.455, H03F/45.

10. Патент США №3.968.451, H03F/45.

11. Патент США №4.837.523, H03F/45.

12. Патент США №5.291.149, H03F/45.

13. Патент США №4.636.743, H03F/45.

14. Патент США №4.783.637, H03F/45.

15. Патент США №5.515.005, H03F/45.

16. Патент США №5.291.149, H03F/45.

17. Патент США №5.140.280, H03F/45.

18. Патент США №5.455.535, H03F/45.

19. Патент США №5.523.718, H03F/45.

20. Патент США №4.600.893, H03F/45.

21. Патент США №5.374.897, фиг.3.

22. П.Шкритек. Справочное руководство по звуковой схемотехнике. - М., Мир, 1991, с.71, рис.5.8.2в.

1. Комплементарный дифференциальный усилитель, содержащий первый входной дифференциальный каскад на р-n-р входных транзисторах, базы которых соединены с первым и вторым входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы связаны с первой группой вспомогательных выходов, согласованных с шиной отрицательного источника питания, а эмиттеры соединены с первым токостабилизирующим двухполюсником, второй дифференциальный каскад на n-р-n входных транзисторах, базы которых соединены с первым и вторым входами комплементарного дифференциального усилителя, коллекторы подключены ко второй группе вспомогательных выходов, согласованных с шиной положительного источника питания, а эмиттеры соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником, отличающийся тем, что в схему введены первый и второй дополнительные р-n-р транзисторы, коллекторы которых являются соответствующими основными выходами комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной отрицательного источника питания, а также первый и второй дополнительные n-р-n транзисторы, коллекторы которых являются основными выходами комплементарного дифференциального усилителя, согласованными с шиной положительного источника питания, причем базы первого и второго дополнительных р-n-р транзисторов соединены со вторым токостабилизирующим двухполюсником, базы первого и второго дополнительных n-р-n транзисторов подключены к первому токостабилизирующему двухполюснику, эмиттеры первого и второго дополнительных транзисторов соединены с соответствующими вспомогательными выходами второй группы, эмиттеры первого и второго дополнительных р-n-р транзисторов подключены к соответствующим вспомогательным выходам первой группы.

2. Устройство по п.1, отличающееся тем, что основные выходы комплементарного дифференциального усилителя, согласованные с шиной отрицательного источника питания, и основные выходы комплементарного дифференциального усилителя, согласованные с шиной положительного источника питания, подключены ко входам суммирующего каскада, выход которого является основным выходом устройства.