Способ частотно-селективного согласования микроволновых линий передачи

Способ частотно-селективного согласования микроволновых линий передачи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радио- и микроволновой технике и может быть использовано для согласования микроволновых линий передачи с одновременной селекцией колебаний и мод.

Известен способ согласования линий передачи с помощью фильтров низких частот, выполненных на основе Г-, Т- или П-образной ячеек, содержащих катушки индуктивности, подключаемые последовательно нагрузке, и конденсаторы, подключаемые параллельно нагрузке [Изюмов Н.М., Линде Д.П. Основы радиотехники. М.: Радио и связь, 1983].

Недостатком такого способа согласования являются большие потери и малая собственная добротность фильтров с сосредоточенными постоянными в микроволновом диапазоне.

Наиболее близким к предлагаемому техническому решению является способ согласования микроволновых линий с помощью одно- или многоступенчатого трансформатора, представляющего собой фильтр низких частот, выполненный в виде соединения отрезков нерегулярно включенных линий [Мещанов В.П., Тупикин В.Д., Чернышев С.Л. Коаксиальные пассивные устройства. Саратов, изд.-во СГУ, 1993].

Недостатком известного способа являются большие продольные геометрические размеры согласующего трансформатора.

Технической задачей, на решение которой направлено данное изобретение, является создание способа частотно-селективного согласования микроволновых линий, обеспечивающего разработку и создание согласующе-трансформирующих устройств с четкой фиксацией частоты отсечки, отсутствием высших полос пропускания и геометрическими размерами, меньшими четвертьволновой секции без ухудшения согласования в рабочей полосе частот.

Решение технической задачи достигается тем, что между согласуемыми микроволновыми линиями передачи, обладающими разными значениями волнового сопротивления, помещают согласующе-трансформирующую секцию в виде четвертьволнового отрезка периодической нерегулярной замедляющей структуры той же формы поперечного сечения, что и согласуемые линии. Согласно изобретению отрезок периодической нерегулярной замедляющей структуры выбирают с числом периодов не менее четырех, линейно изменяющимся размером поперечного сечения, максимальный размер которого равен четверти замедленной длины волны, и волновым сопротивлением, равным среднеквадратичному значению относительно волновых сопротивлений согласуемых линий.

Способ частотно-селективного согласования микроволновых линий передачи иллюстрируется чертежами (фиг.1-4), на которых представлены конструкции коаксиального (фиг.1) и микрополоскового (фиг.3) частотно-селективных согласующих устройств для реализации предлагаемого способа и полученные для них характеристики (фиг.2, 4).

Предлагаемый способ частотно-селективного согласования для коаксиальных линий передачи осуществляется следующим образом.

Между согласуемыми участками коаксиальной линии с внешним диаметром D₁, обозначенным цифрой 1 (фиг.1), и диаметрами внутренних проводников D₂ и D₃, обозначенных цифрами 2 и 3 соответственно, располагают частотно-селективную трансформирующую секцию 4, которую выполняют в виде периодической нерегулярной замедляющей структуры - отрезка ребристого стрежня с периодом Т. При этом диаметр первого ребра частотно-селективной трансформирующей секции выбирают равным диаметру D₂, а глубина кольцевой канавки: (D₂-D₃).

Возможность достижения поставленной цели подтверждается экспериментально.

На фиг.2 показана амплитудно-частотная характеристика, полученная для макета коаксиального трансформатора-фильтра низких частот со следующими геометрическими размерами: D₁=334 мм, D₂=250 мм, D₃=144 мм, число ребер k=5, период Т=7 мм. Из анализа данной кривой следует, что крутизна АЧХ вблизи частоты отсечки максимальна - частота среза на уровне (-5) дБ составляет 380 МГц, а на частоте 420 МГц затухание уже более 25 дБ.

Ввиду малого сдвига фазы на период ребристого стержня можно воспользоваться квазистатическим приближением и считать волновое сопротивление трансформирующей секции 4 равным среднеквадратичному значению относительно волновых сопротивлений согласуемых коаксиальных линий. В этом случае геометрическая длина l такой секции оказывается в коэффициент замедления раз меньше длины четвертьволнового отрезка:

где Z₁₂, Z₁₃ - волновые сопротивления согласуемых участков коаксиальных линий с диаметрами D₂ и D₃, λ - длина электромагнитной волны.

Из формулы (1) следует, что чем больше разница между волновыми сопротивлениями Z₁₂ и Z₁₃, тем больше глубина кольцевой канавки в ребристом стержне и больше замедление волны. Этот факт приводит к уменьшению геометрической длины трансформирующей секции 4 по сравнению с известным устройством [Мещанов В.П., Тупикин В.Д., Чернышев С.Л. Коаксиальные пассивные устройства. Саратов, изд.-во СГУ, 1993].

Предлагаемый способ частотно-селективного согласования реализуется также и для микрополосковых линий передачи.

В этом случае между импедансными проводниками с разными волновыми сопротивлениями 1 и 2 и шириной соответственно W₁ и W₂, которые наносят с помощью металлизации с одной стороны диэлектрической подложки, располагают частотно-селективную трансформирующую секцию 3 (фиг.3). Указанную секцию 3 выполняют в виде микрополосковой импедансной штыревой гребенки с симметричным относительно ее основания расположением штырей и огибающих концы штырей с зазором двух наклонных планок 4. Обе наклонные планки 4 соединяют с изотропным металлическим экраном, находящимся с другой стороны диэлектрической подложки. Конструкция частотно-селективной трансформирующей секции характеризуется также тем, что содержит пять штырей с линейно уменьшающейся длиной. Концы штырей срезаны под углом, равным углу наклона планок, причем расстояние между штырями гребенки выполняется равным ширине импедансного проводника, а зазор между штырями гребенки и планками - не более указанной ширины. Сумма удвоенной длины первого штыря и ширины основания гребенки равна четверти замедленной длины волны, а также равна ширине импедансного проводника с меньшим волновым сопротивлением - W₁.

Возможность достижения поставленной цели подтверждается в этом случае результатами численного моделирования, полученными с помощью программы AWR Design Environment (Microwave Office v.6.53).

На фиг.4 показаны зависимости амплитудно-частотной характеристики модели согласующего трансформатора - фильтра низких частот в виде графика комплексного коэффициента передачи S21 в дБ (график 1) и безразмерного параметра S11, характеризующего согласование структуры (график 2), от частоты в ГГц. Ширина W₁ импедансного проводника соответствует волновому сопротивлению 25 Ом, W₂ - волновому сопротивлению 50 Ом. Из анализа данных кривых следует, что крутизна АЧХ вблизи частоты отсечки максимальна - частота среза на уровне (-5) дБ составляет 1,0 ГГц, а на частоте 1,2 ГГц затухание уже более 40 дБ. Величина зазора между гребенкой и планками влияет на крутизну АЧХ, и целесообразно ее выбирать минимальной.

Возможность построения фильтра низких частот на отрезках периодических нерегулярных замедляющих структур с линейно изменяющимся размером поперечного сечения заключается в следующем. Периодическая нерегулярная структура при последовательном ее включении в линию передачи, пропускает электромагнитные волны, начиная с нулевой частоты - и до частоты среза, которая определяется свойствами замедляющей системы, в режиме противофазного наложения волн, отраженного от первого - четвертьволнового периода. Увеличение количества периодов структуры позволяет получить более широкую полосу пропускания частот цепи.

Достоинством предложенного частотно-селективного способа согласования является также четкая фиксация частоты отсечки и отсутствие высших паразитных полос пропускания. Это объясняется тем, что нерегулярные согласующие периоды системы на входе и на выходе одновременно фильтруют все частоты цепи выше частоты отсечки.

Способ частотно-селективного согласования микроволновых линий передачи, заключающийся в том, что между согласуемыми линиями, обладающими разными волновыми сопротивлениями, помещают согласующе-трансформирующую секцию в виде четвертьволнового отрезка периодической нерегулярной замедляющей структуры той же формы поперечного сечения, что и согласуемые линии, отличающийся тем, что отрезок периодической нерегулярной замедляющей структуры выбирают с числом периодов не менее четырех, линейно изменяющимся размером поперечного сечения, максимальный размер которого равен четверти замедленной длины волны, и волновым сопротивлением, равным среднеквадратичному значению относительно волновых сопротивлений согласуемых линий.