Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с двухзвенной селекцией движущихся целей (варианты)

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с двухзвенной селекцией движущихся целей (варианты)

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиоприемной технике обработки квазинепрерывных импульсно-доплеровских сигналов и может быть использовано в радиолокационных системах, использующих зондирующие сигналы с гребенчатым спектром.

Известно многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство, содержащее последовательно включенные компенсатор спектральных линий помехи и многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской радиолокационной станции (РЛС), а также многоканальный синтезатор перестраиваемой эквидистантной сетки гетеродинных частот и генератор весовой функции. Компенсатор спектральных линий помехи содержит в прямом канале последовательно включенные алгебраический сумматор, широкополосный фильтр, модулятор и первый усилитель, а в компенсирующем канале - последовательно включенные гетеродинно-перестраиваемый узкополосный гребенчатый фильтр, второй усилитель и фазовращатель, при этом каждый канал многоканального гетеродинно-перестраиваемого узкополосного гребенчатого фильтра содержит последовательно включенные первый аналоговый перемножитель, узкополосный фильтр и второй аналоговый перемножитель, причем первые входы первых аналоговых перемножителей всех каналов объединены и соединены с первым входом алгебраического сумматора, который является входом устройства и соединен с выходом источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выходы вторых аналоговых перемножителей всех каналов гетеродинно-перестраиваемого узкополосного гребенчатого фильтра объединены и соединены с входом второго усилителя, а выход фазовращателя - со вторым входом алгебраического сумматора, вторые входы первого и второго аналоговых перемножителей каждого канала объединены и соединены с соответствующим выходом многоканального синтезатора перестраиваемой эквидистантной сетки частот; выход генератора весовой функции соединен со вторым входом модулятора; многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС содержит в каждом канале последовательно включенные каскад стробирования по дальности и набор полосовых фильтров с примыкающими полосами в интервале доплеровских частот [1].

В описанном устройстве (прототипе изобретения) осуществляется подавление спектра пассивных помех, стробирование входного сигнала по времени и фильтрация в каждом стробе по доплеровской частоте. В нем выходное многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов (УОС) может быть реализовано по известным правилам как в аналоговом [2], так и в цифровом [3] виде с предварительным оцифрением принимаемого сигнала с помощью аналого-цифровых преобразователей. В цифровой реализации набора КФК УОС основное подавление спектральных линий пассивных помех производится (как и в аналоговой реализации) с помощью аналогового компенсатора спектральных линий помехи, а стробирование, дополнительное подавление спектральных линий пассивных помех и доплеровская фильтрация принимаемых сигналов производятся в цифровом виде.

Причиной, препятствующей получению указанного ниже технического результата при использовании известного многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства, является громоздкость аппаратурной реализации аналогового компенсатора спектральных линий помехи, так как требуется многоканальность его структуры и соответствующая многоканальность синтезатора перестраиваемой эквидистантной сетки гетеродинных частот, а также недостаточная стабильность его характеристик за счет влияния параметрических и климатических факторов в аналоговой аппаратуре. Кроме того, прототип не обладает универсальностью, так как число подавляемых спектральных линий помехи всегда конечно, а полоса режекции каждого канала компенсатора спектральных линий помехи не может быть перестроена в процессе работы, что ограничивает функциональные возможности устройства при его применении.

Сущность изобретения заключается в следующем.

Задачей изобретения является упрощение компенсатора спектральных линий помехи за счет снижения требований к динамическому диапазону многоканального устройства корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС. Технический результат - повышение стабильности работы компенсатора импульсов помехи, улучшение его спектральных и частотных характеристик, расширение его функциональных возможностей.

Указанный технический результат достигается тем, что в известное многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство, содержащее модулятор, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора, согласно изобретению введены последовательно включенные устройство выборки и хранения (УВХ) и двухзвенный селектор движущихся целей компенсационного типа (СДЦ), а также n-разрядный аналого-цифровой преобразователь (АЦП), причем модулятор выполнен в виде аналогового перемножителя, генератор весовой функции - в виде аналогового генератора, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС выполнено n-разрядным цифровым; каждое из звеньев СДЦ содержит в прямом канале алгебраический сумматор, а в компенсирующем канале - фильтр нижних частот (ФНЧ), информационный вход которого соединен с первым входом алгебраического сумматора, а выход - со вторым входом алгебраического сумматора, выход которого является выходом звена СДЦ; при этом информационный вход УВХ является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а его выход соединен с первым входом алгебраического сумматора первого звена СДЦ, выход которого соединен с первым входом алгебраического сумматора второго звена СДЦ, выход которого подключен к первому входу модулятора, выход которого соединен с входом n-разрядного АЦП, выходы которого соединены с входами n-разрядного многоканального устройства корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС; управляющий вход УВХ и управляющие входы ФНЧ первого и второго СДЦ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации.

В качестве ФНЧ в первом и втором звеньях СДЦ использован канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот первого порядка или второго порядка.

В качестве ФНЧ в первом звене СДЦ использован канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот первого порядка, а в качестве ФНЧ во втором звене СДЦ - канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот второго порядка.

В качестве ФНЧ в первом звене СДЦ использован канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот второго порядка, а в качестве ФНЧ во втором звене СДЦ - канонический рекурсивный дискретный фильтр нижних частот первого порядка.

Указанный технический результат достигается тем, что в известное многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство, содержащее модулятор, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, генератор весовой функции, выход которого соединен со вторым входом модулятора, согласно изобретению введены последовательно включенные устройство выборки и хранения (УВХ) и двухзвенный селектор движущихся целей компенсационного типа (СДЦ), а также первый n-разрядный АЦП, причем модулятор выполнен в виде n-разрядного цифрового перемножителя, генератор весовой функции - в виде цифрового генератора, многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС выполнено n-разрядным цифровым; каждое из звеньев СДЦ содержит в прямом канале последовательно включенные линию задержки, алгебраический сумматор и полосовой фильтр, выход которого является выходом звена СДЦ, а в компенсирующем канале - последовательно включенные, соответственно, второй и третий n-разрядный АЦП, цифровой ФНЧ и цифро-аналоговый преобразователь (ЦАП), причем первый вход, соответственно второго и третьего n-разрядного АЦП соединен с входом линии задержки, а выход ЦАП - со вторым входом алгебраического сумматора; при этом информационный вход УВХ является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а его выход соединен с входом линии задержки первого звена СДЦ, выход которого соединен с входом линии задержки второго звена СДЦ, к выходу которого подключены последовательно соединенные первый n-разрядный АЦП, n-разрядный цифровой перемножитель и n-разрядное цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС; управляющий вход УВХ, управляющие входы второго и третьего n-разрядного АЦП и цифрового ФНЧ первого и второго звеньев СДЦ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации.

В качестве цифрового ФНЧ в первом и втором звене СДЦ использован канонический рекурсивный фильтр нижних частот первого порядка или второго порядка.

В качестве цифрового ФНЧ в первом звене СДЦ использован канонический рекурсивный фильтр нижних частот первого порядка, а в качестве цифрового ФНЧ во втором звене СДЦ - канонический рекурсивный фильтр нижних частот второго порядка.

В качестве цифрового ФНЧ в первом звене СДЦ использован канонический рекурсивный фильтр нижних частот второго порядка, а в качестве цифрового ФНЧ во втором звене СДЦ - канонический рекурсивный фильтр нижних частот первого порядка.

Причинно-следственные связи признаков изобретения с техническим результатом заключаются в следующем. В заявленном устройстве вместо аналогового компенсатора спектральных линий помехи в первом варианте включены два звена дискретного СДЦ компенсационного типа, во втором варианте - два звена аналого-цифрового СДЦ компенсационного типа, обладающих бесконечной режекторной гребенчатой характеристикой за счет соответственно дискретных и цифровых ФНЧ. Как будет показано ниже, в дискретных и аналого-цифровых СДЦ происходит подавление амплитуды импульсов помехи, которые выделяются соответственно дискретными или цифровыми гребенчатыми ФНЧ последовательно в звеньях СДЦ, а амплитуда импульсов доплеровских сигналов сохраняется неизменной, т.к. они не выделяются в дискретных и цифровых ФНЧ и не компенсируются. Дискретные и аналого-цифровые звенья СДЦ подавляют все спектральные линии пассивных помех, поэтому на выходе алгебраических сумматоров дискретных СДЦ (вариант 1) не требуется какой-либо полосовой фильтрации, а в аналого-цифровых СДЦ (вариант 2) в прямых каналах требуются линия задержки на входе алгебраического сумматора каждого звена и полосовой фильтр на его выходе для компенсации некоторой задержки и сглаживания некоторого несовпадения формы ступенчатых колебаний заполнения импульсов помехи в компенсирующих каналах за счет АЦП. Введение дискретных или аналого-цифровых СДЦ компенсационного типа стабилизирует все характеристики устройства, так как они определяются весовыми коэффициентами дискретного или цифрового ФНЧ, и позволяет легко менять его параметры, что расширяет его функциональные возможности. Кроме того, двухзвенная структура СДЦ позволяет улучшить форму и увеличить глубину режекции каждого гребня гребенчатой амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) устройства.

Такие гребенчатые СДЦ позволяют работать непосредственно с радиосигналами с более высокой промежуточной частотой, чем прототип, так как за счет преобразования частоты при дискретизации на выходе УВХ происходит существенное снижение промежуточной частоты без дополнительного оборудования, что упрощает дальнейшую обработку сигналов. При этом повышение качества компенсации импульсов помехи достигается за счет идентичности формы ступенчатых колебаний заполнения импульсов помехи в прямом и компенсирующем каналах дискретного СДЦ (вариант 1) и компенсации их искажений в аналого-цифровом СДЦ (вариант 2). Поскольку уровень боковых лепестков спектра импульсов помехи напрямую зависит от амплитуды импульсов, то благодаря предварительному и существенному подавлению этих импульсов с помощью двухзвенного СДЦ упрощается весовая обработка сигналов и улучшаются спектральные характеристики в диапазоне доплеровских частот.

Изобретение поясняется чертежами, на которых представлены: фиг.1 - функциональная схема многоканального корреляционно-фильтрового приемного устройства с двухзвенным дискретным СДЦ (первый вариант); фиг.2 - то же, но с двухзвенным аналого-цифровым СДЦ (второй вариант); фиг.3, фиг.4 и фиг.5 - соответственно частотные, временные и спектральные характеристики, поясняющие работу устройства.

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с двухзвенным дискретным СДЦ по первому варианту изобретения (фиг.1) содержит последовательно включенные УВХ 1, первое 2 и второе 3 звено дискретного СДЦ компенсационного типа, аналоговый модулятор 4, n-разрядный АЦП 5 и n-разрядное цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 6, а также аналоговый генератор весовой функции 7, выход которого соединен с вторым входом аналогового модулятора 4. Каждое из звеньев СДЦ содержит в прямом канале алгебраический сумматор, соответственно 8₁, 8₂, а в компенсирующем канале - ФНЧ, соответственно 9₁, 9₂, информационный вход которого соединен с первым входом, а выход - со вторым входом алгебраического сумматора, соответственно 8₁, 8₂. Вход УВХ 1 является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, его выход соединен с первым входом алгебраического сумматора 8₁ первого звена 2 СДЦ и с входом дискретного ФНЧ 9₁. Выход алгебраического сумматора 8₁, являясь выходом первого звена 2 СДЦ, соединен с первым входом алгебраического сумматора 8₂ второго звена 3 СДЦ и информационным входом дискретного ФНЧ 9₂. Выход алгебраического сумматора 8₂, являясь выходом двухзвенного СДЦ, соединен с первым входом модулятора 4, выход которого соединен с входом n-разрядного АЦП 5, к выходам которого подключены входы n-разрядного цифрового многоканального устройства корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, выход которого является выходом устройства. Управляющий вход УВХ 1 и управляющие входы дискретных ФНЧ 9₁ и 9₂ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации (на схеме не показан), следующих с частотой повторения f_ДК.

В качестве УВХ 1 использован электронный ключ с емкостной нагрузкой и буферными каскадасми на входе и выходе [4]. N-разрядное цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 6 содержит набор из N идентичных цифровых КФК, каждый из которых состоит из последовательно включенных каскада цифрового стробирования по дальности и набора из М цифровых узкополосных фильтров с примыкающими полосами, реализованных, например, с помощью алгоритма быстрого преобразования Фурье (БПФ).

В качестве ФНЧ 9₁ в первом и ФНЧ 9₂ во втором звеньях СДЦ использован канонический рекурсивный дискретный ФНЧ первого или второго порядка, либо в первом звене 2 СДЦ использован канонический рекурсивный дискретный ФНЧ первого порядка, а во втором звене 2 СДЦ - канонический рекурсивный дискретный ФНЧ второго порядка, либо в первом звене 2 СДЦ использован канонический рекурсивный дискретный ФНЧ второго порядка, а во втором звене 3 СДЦ - канонический рекурсивный дискретный ФНЧ первого порядка. Канонический рекурсивный дискретный ФНЧ первого порядка может быть выполнен в виде последовательно включенных сумматора и умножителя на нормирующий коэффициент α₀, устройства задержки и умножителя на весовой коэффициент β₁, при этом выход сумматора также соединен с входом устройства задержки, выход которого соединен с входом умножителя на весовой коэффициент β₁, а его выход - с вторым входом сумматора; первый вход сумматора является первым входом ФНЧ, его управляющий вход соединен с синхронизатором, а выход умножителя на нормирующий коэффициент α₀ является выходом ФНЧ первого порядка [5]. Канонический рекурсивный дискретный ФНЧ второго порядка может быть выполнен в виде последовательно включенных первого, второго сумматоров и умножителя на нормирующий коэффициент А₀, последовательно включенных первого и второго устройств задержки; первого, второго, третьего и четвертого умножителей соответственно на весовые коэффициенты a₁, a₂, b₁, b₂; при этом выход первого сумматора также соединен с входом первого устройства задержки, выход которого также соединен с входами первого и третьего умножителей на весовые коэффициенты a₁, b₁, выходы которых подключены ко вторым входам, соответственно, второго и первого сумматоров, выход второго устройства задержки соединен с входами второго и четвертого умножителей на весовые коэффициенты a₂, b₂, выходы которых подключены к третьим входам, соответственно, второго и первого сумматоров; первый вход первого сумматора является первым входом ФНЧ, его управляющий вход соединен с синхронизатором, а выход умножителя на нормирующий коэффициент A₀ является выходом ФНЧ второго порядка [6]. В дискретных ФНЧ сумматоры и умножители на нормирующий и весовые коэффициенты могут быть выполнены в аналоговом виде по известным правилам. Например, сумматоры при суммировании входных сигналов могут быть выполнены на резисторах или активных элементах с общей нагрузкой [7], при вычитании входных сигналов - в виде дифференциального усилителя [8, стр.101-102], а умножители на нормирующий и весовые коэффициенты - в виде масштабных усилителей или перемножителей [8, стр.102-104]. Устройства задержки могут быть выполнены в виде многозвенных структур приборов с переносом заряда с числом звеньев m в каждом устройстве, равным произведению частоты дискретизации f_ДК на период повторения импульсов квазинепрерывного сигнала T=1/F, где F - частота повторения импульсов, т.е. m=f_ДКТ.

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с двухзвенным аналого-цифровом СДЦ по второму варианту изобретения (фиг.2) содержит последовательно включенные УВХ 1, первое 2 и второе 3 звено аналого-цифрового СДЦ компенсационного типа, первый n-разрядный АЦП 5₁, n-разрядный цифровой перемножитель 4 и n-разрядное цифровое многоканальное устройство корреляционно-фильтровой обработки принимаемых сигналов РЛС 6, а также цифровой генератор весовой функции 7, выход которого соединен со вторым входом n-разрядного цифрового перемножителя 4. Каждое из звеньев СДЦ содержит в прямом канале последовательно включенные линию задержки, соответственно 10₁, 10₂, алгебраический сумматор, соответственно 8₁, 8₂, и полосовой фильтр, соответственно 11₁, 11₂, а в компенсирующем канале - последовательно включенные, соответственно, второй 5₂ и третий 5₃ n-разрядный АЦП, цифровой ФНЧ, соответственно 9₁, 9₂, и цифроаналоговый преобразователь (ЦАП), соответственно 12₁, 12₂. При этом первый вход второго 5₂ и вход третьего 5₃ n-разрядного АЦП соединен с входом линии задержки, соответственно 10₁, 10₂, а выход ЦАП, соответственно 12₁, 12₂, - со вторым входом алгебраического сумматора, соответственно 8₁, 8₂. Выход полосового фильтра, соответственно 11₁, 11₂, является выходом, соответственно первого 2 и второго 3 звена СДЦ. Информационный вход УВХ 1 является входом устройства и подключен к выходу источника принимаемых сигналов импульсно-доплеровской РЛС, а его выход соединен с входом линии задержки 10₁ и второго n-разрядного АЦП 5₂ первого звена СДЦ, выход которого соединен с входом линии задержки 10₂, и третьего n-разрядного АЦП 5₃ второго звена СДЦ, выход которого, являясь выходом двухзвенного СДЦ, соединен с входом первого n-разрядного АЦП 5₁. Управляющий вход УВХ 1, управляющие входы второго 5₂ и третьего 5₃ n-разрядного АЦП, цифрового ФНЧ, соответственно 9₁, 9₂, первого 2 и второго 3 звеньев СДЦ объединены и подключены к источнику импульсов дискретизации (на схеме не показан), следующих с частотой повторения f_ДК.

Аналогично первому варианту изобретения в качестве цифрового ФНЧ 9₁ в первом и цифрового ФНЧ 9₂ во втором звеньях СДЦ использован канонический рекурсивный ФНЧ первого или второго порядка, либо в первом звене 2 СДЦ использован канонический рекурсивный ФНЧ первого порядка, а во втором звене 2 СДЦ - канонический рекурсивный ФНЧ второго порядка, либо в первом звене 2 СДЦ использован канонический рекурсивный ФНЧ второго порядка, а во втором звене 3 СДЦ - канонический рекурсивный ФНЧ первого порядка. В цифровых ФНЧ сумматоры и умножители на нормирующий и весовые коэффициенты могут быть выполнены в цифровом виде по известным правилам. Например, сумматоры - в виде цифрового многоразрядного сумматора, умножители на нормирующий и весовые коэффициенты - в виде цифровых многоразрядных умножителей [9, 292-293], при этом цифровой ФНЧ второго порядка в целом может быть выполнен в виде известной структурной схемы [9, стр.273-289]. Устройства задержки в цифровых ФНЧ могут быть выполнены в виде многозвенных структур цифровых сдвигающих регистров с числом звеньев сдвигающих регистров m в каждом цифровом разряде.

Функция алгебраических сумматоров 8₁ и 8₂ зависит от синфазности или противофазности сигналов на их входах. Если в компенсирующей цепи звеньев СДЦ фаза сигнала переворачивается на обратную, то сигналы на входах алгебраических сумматоров противофазны и они должны выполнять функцию суммирования сигналов, в противном случае - функцию вычитания сигналов. Поэтому они могут быть выполнены соответственно на резисторах или активных элементах с общей нагрузкой [7] или в виде дифференциального усилителя [8, стр.101-102].

Многоканальное корреляционно-фильтровое приемное устройство с двухзвенным дискретным или аналого-цифровым СДЦ работает следующим образом (фиг.1 или фиг.2). На его вход, соответственно, на вход УВХ 1 поступает аддитивная смесь (сумма) пачки когерентных радиоимпульсов пассивной помехи и доплеровских сигналов, в общем случае совпадающих по времени, имеющих длительность τ и период повторения T=1/F с частотой заполнения радиоимпульсов помехи f_ПЧ и радиоимпульсов доплеровского сигнала f_ПЧ+F_Д, где f_ПЧ - промежуточная частота на входе тракта, F_Д - доплеровский сдвиг частоты сигнала от движущегося объекта. При этом амплитуда импульсов помехи существенно превышает амплитуду импульсов сигнала и по времени они неразличимы (фиг.4а, осциллограмма 1). Однако их гребенчатые спектры отличаются за счет доплеровского сдвига гребенчатого спектра радиоимпульсов доплеровского сигнала с центральной частотой спектра f_ПЧ+F_Д относительно неподвижного гребенчатого спектра радиоимпульсов помехи с центральной частотой спектра f_ПЧ. В УВХ 1 осуществляется выборка мгновенного значения входного сигнала с частотой дискретизации f_ДК и его сохранение между выборками, в результате чего синусоидальные колебания заполнения входных радиоимпульсов преобразуются в колебания ступенчатой формы заполнения выходных импульсов.

В первом варианте изобретения (фиг.1) с выхода УВХ 1 колебания ступенчатой формы импульсов суммарного сигнала поступают на вход первого звена 2 дискретного СДЦ, т.е. на первый вход алгебраического сумматора 8₁ и одновременно на вход компенсирующего канала этого звена, т.е. на информационный вход дискретного ФНЧ 9₁. Последний обладает узкополосной гребенчатой амплитудно-частотной характеристикой (АЧХ) с периодом гребней F=1/T, которые выделяют гребенчатый спектр помехи и не пропускают гребенчатый спектр доплеровского сигнала. Поэтому на выходе дискретного ФНЧ 9₁ выделяются только колебания ступенчатой формы импульсов помехи, которые поступают на второй вход алгебраического сумматора 8₁, где вычитаются из смеси колебаний ступенчатой формы импульсов помехи и доплеровского сигнала. В результате, колебания импульсов помехи подавляются в заданное число Р1 раз, а импульсы доплеровского сигнала проходят на выход алгебраического сумматора 8₁ без подавления. Подавленные в Р1 раз импульсы помехи и сохраненные импульсы доплеровского сигнала поступают на вход второго звена 3 дискретного СДЦ, т.е. на первый вход алгебраического сумматора 8₂ второго звена СДЦ и одновременно на информационный вход дискретного ФНЧ 9₂ этого звена. В результате, остатки ступенчатых колебаний импульсов помехи подавляются во втором звене СДЦ в Р2 раз, так что в сумме в двух звеньях СДЦ входные импульсы помехи подавляются в Р=(P1×P2) раз, а импульсы доплеровского сигнала проходят на вход модулятора 4 без подавления.

Во втором варианте изобретения (фиг.2) с выхода УВХ 1 преобразованные в колебания ступенчатой формы импульсы суммарного сигнала поступает на вход прямого канала первого звена 2 аналого-цифрового СДЦ, т.е. на вход линии задержки 10₁ и одновременно на вход компенсирующего канала этого звена, т.е. на вход второго n-разрядного АЦП 5₂. Цифровой ФНЧ 9₁, так же как и дискретный, обладает узкополосной гребенчатой АЧХ с периодом гребней F=1/T, которые выделяют гребенчатый спектр помехи и не пропускают гребенчатый спектр доплеровского сигнала. Поэтому на выходе цифрового ФНЧ 9₁ выделяются только колебания ступенчатой формы импульсов помехи, которые в ЦАП 12₁ преобразуются в аналоговые колебания и подаются на второй вход алгебраического сумматора 8₁, где вычитаются из аналоговой смеси колебаний ступенчатой формы импульсов помехи и доплеровского сигнала. Однако за счет второго n-разрядного АЦП 5₂ и ЦАП 12₁ компенсирующего канала происходит некоторая задержка по времени и некоторое искажение по форме колебаний импульсов помехи по сравнению с колебаниями этих импульсов на выходе УВХ 1. Для компенсации этой задержки служит линия задержки 10₁, а для сглаживания остатков вычитания в алгебраическом сумматоре 8₁ несовпадающих форм колебаний импульсов УВХ 1 и ЦАП 12₁ служит полосовой фильтр 11₁ с центральной частотой f_ПФ=f_ПЧ-f_ДК. В результате, колебания импульсов помехи подавляются в заданное число Р1 раз, а импульсы доплеровского сигнала проходят на выход алгебраического сумматора 8₁ без подавления. Подавленные в Р1 раз импульсы помехи и сохраненные импульсы доплеровского сигнала поступают на вход второго звена 3 аналого-цифрового СДЦ, т.е. на вход линии задержки 8₂ и одновременно на вход третьего n-разрядного АЦП 5₃ компенсирующего канала этого звена. В результате, аналогично тому, как подавляются импульсы помехи в первом звене СДЦ, остатки ступенчатых колебаний импульсов помехи, сглаженные в ПФ 11₁ в виде синусоидальных колебаний, подавляются во втором звене СДЦ в Р2 раз, так что в сумме в двух звеньях СДЦ входные импульсы помехи подавляются в Р=(P1×P2) раз, а доплеровский сигнал с выхода полосового фильтра 11₂ проходит на вход первого n-разрядного АЦП 5₁ и далее на цифровой перемножитель 4 без подавления.

Следует заметить, что для выделения в дискретных или цифровых ФНЧ ступенчатых или синусоидальных колебаний заполнения импульсов помехи необходимо, чтобы частота колебаний заполнения f_ПЧ этих импульсов на входе УВХ 1 была кратна частоте повторения гребней АЧХ ФНЧ, равной F, т.е. f_ПЧ=n_fF, где n_f - целое число. В импульсно-доплеровских системах это, как правило, выполняется, так как в них и промежуточные частоты и частоты повторения импульсов формируются кратно из одной и той же опорной частоты f₀.

Все графики, иллюстрирующие работу устройства, получены для случая, когда в первом звене 2 СДЦ вариантов устройства фиг.1 и фиг.2 используются дискретный или цифровой рекурсивный ФНЧ 9₁ второго порядка, а во втором звене 3 СДЦ - дискретный или цифровой рекурсивный ФНЧ 9₂ первого порядка. При этом нормирующий и весовые коэффициенты ФНЧ второго порядка составляют A₀=0,10989, a₁=0,2, a₂=-0,8, b₁=1,75824, b₂=-0,8022 и заданная глубина подавления первого звена P1=100; нормирующий и весовой коэффициенты ФНЧ первого порядка составляют α₀=0,1, β₁=0,9 и заданная глубина подавления второго звена Р2=30. Кроме того, принято, что f_ПЧ=6f₀, f_ДК=5f₀, f_ПЧ-f_ДК=f₀ и F=f₀/100. Амплитуда импульсов помехи на входе УВХ 1 принята равной 250 мВ, а импульсов минимального доплеровского сигнала - 25 мкВ, что на 80 дБ ниже уровня импульсов помехи.

На фиг.3а представлен отрезок из 5-ти гребней бесконечной режекторной гребенчатой АЧХ двухзвенного СДЦ с частотой центрального гребня, равной 100F, где F - частота повторения импульсов квазинепрерывного сигнала РЛС. Видно, что применение дискретных и цифровых ФНЧ со специально выбранными весовыми коэффициентами позволяет получить почти идеальную "столообразность" АЧХ с высоким соотношением полосы пропускания к полосе задержания и идентичность формы всех гребней режекторной гребенчатой АЧХ. Улучшение формы и увеличение глубины режекции каждого гребня гребенчатой АЧХ двухзвенного СДЦ показаны на фиг.3б (в масштабе одного гребня режекции). Как видно из фиг.3б, двухзвенный СДЦ позволяет получить существенно более равномерную АЧХ каждого гребня (кривая 2) с гарантированным подавлением более 60 дБ и максимальным подавлением на центральной частоте гребня около 70 дБ по сравнению с однозвенным, в виде первого звена 2 СДЦ (кривая 1), с гарантированным подавлением 40 дБ и двумя узкими пиками режекции по краям гребня.

Квазинепрерывный сигнал характерен для прямоугольной огибающей пачки импульсов смеси (фиг.4а, осциллограмма 1). Поэтому при работе двухзвенного СДЦ на переднем и заднем фронтах пачки возникают переходные процессы за счет инерционности передачи узкополосных дискретных или цифровых ФНЧ (фиг.4а, осциллограмма 2 для первого звена 2, осциллограмма 3 - для второго звена 3). Однако начало пачки импульсов доплеровского сигнала, как правило, существенно задержано относительно начала пачки импульсов помехи, что позволяет эффективно использовать результат подавления импульсов помехи в двухзвенном СДЦ путем исключения переходных процессов из дальнейшей обработки сигналов. Это обеспечивает модулятор 4 в первом варианте устройства и цифровой перемножитель 4 во втором варианте, которые управляются весовой функцией от генератора 7, начало которой задержано относительно начала пачки помехи на время Т_З≥Т_ПП, где Т_ПП - длительности переходного процесса, а конец совпадает с концом принимаемой пачки. На фиг.4а показан сигнал на выходе модулятора 4 для случая прямоугольной весовой функции (осциллограмма 4), для случая гладкой весовой функции (осциллограмма 5) типа косинус в квадрате без пьедестала (осциллограмма 6), где приняты длительность задержки Т_З=50Т, длительность пачки Т₀=250Т и длительность весовой функции Т_В=200Т, при этом видно, что переходной процесс Т_ПП≈75Т>Т_З, однако гладкая весовая функция (осциллограмма 6) позволяет сгладить его до приемлемого уровня (осциллограмма 5). Видны также существенное подавление импульсов помехи (порядка 70 дБ) в середине весовой функции (осциллограмма 5), а также амплитудная модуляция импульсов за счет взаимодействия подавленных импульсов помехи и неподавленных импульсов минимального доплеровского сигнала, совпадающих по времени.

Как известно, при использовании пачки импульсов квазинепрерывного сигнала для уменьшения уровня боковых лепестков спектра пачки импульсов помехи, существенно превышающих уровень главного лепестка спектра доплеровского сигнала, применяют различные виды весовой обработки пачки импульсов смеси [10, стр.112-113]. В частности, при большом динамическом диапазоне сигналов применяют сложные весовые функции, например функции Дольф-Чебышева или Тейлора, позволяющие снизить уровень ближних боковых лепестков до -90 и более дБ. Однако при этом ширина главного лепестка спектра помехи на уровне боковых лепестков существенно расширяется (по сравнению со случаем отсутствия весовой обработки), уменьшая возможности обнаружения слабых низкоскоростных доплеровских целей. А применение более простых весовых функций, например, функции типа косинус в квадрате без пьедестала, не позволяет получить низкий уровень ближних боковых лепестков. Применение двухзвенного дискретного или аналого-цифрового СДЦ до весовой обработки сигналов позволяет ликвидировать это противоречие и повысить эффективность весовой обработки. Дело в том, что уровень боковых лепестков спектра импульсов пачки помехи напрямую зависит от амплитуды этих импульсов при любой весовой обработке пачки. Поэтому при отсутствии СДЦ и при наличии помехи, превышающей минимальный доплеровский сигнал, например, на 90 дБ, приходится применять весовую обработку пачки с помощью функций Дольф-Чебышева или Тейлора с уровнем ближних боковых лепестков -90...-100 дБ, что приводит к расширению главного лепестка спектра помехи по этому уровню в 3,5-4 раза [10, стр.125-138]. Наличие двухзвенного СДЦ, существенно подавляющего амплитуду импульсов помехи, позволяет использовать те же весовые функции (или применить более простые весовые функции), но с более высоким уровнем боковых лепестков и существенно меньшим расширением главного лепестка спектра помехи. Так, например, при подавлении амплитуды импульсов помехи в двухзвенном СДЦ на 70 дБ достаточно применить те же весовые функции, но с уровнем боковых лепестков -20...-30 дБ и расширением главного лепестка в ˜1,5 раза. Таким образом, применение двухзвенного СДЦ в цифровом корреляционно-фильтровом приемном устройстве позволяет расширить зону обнаружения слабых низкоскоростных доплеровских целей при указанной весовой обработке в 2,3...2,6 раза.

На фиг.4б (для первого варианта устройства фиг.1) и на фиг.4в (для второго варианта устройства фиг.2) показаны осциллограммы, поясняющие процесс компенсации импульсов помехи в двухзвенном СДЦ в установившемся режиме в середине весовой функции в масштабе длительности импульса:

осциллограмма 1 - смесь радиоимпульсов помехи и минимального доплеровского сигнала на входе УВХ 1 с длительностью импульсов τ=Т/10 с частотой заполнения f_ПЧ=6f₀;

осциллограмма 2 - импульс длительностью τ на выходе УВХ 1 в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀, представляющего результат дискретизации входного радиоимпульса (осциллограмма 1) с частотой дискретизации f_ДК=5f₀; длительность ступенек составляет τ_ДК=1/f_ДК;

осциллограмма 3 на фиг.4б - импульс на выходе алгебраического сумматора 8₁ первого звена 2 СДЦ схемы фиг.1 также в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀, представляющего разность колебаний на выходе УВХ 1 (осциллограмма 2) и совпадающих по положению и форме колебаний на выходе ФНЧ 9₁ этого звена, подавленных на 40 дБ по сравнению с колебаниями на осциллограмме 2;

осциллограмма 4 на фиг.4б - импульс на выходе алгебраического сумматора 8₂ второго звена 3 СДЦ схемы фиг.1 также в виде ступенчатого колебания с частотой повторения f₀, представляющего разность колебаний на выходе алгебраического сумматора 8₁ (осциллограмма 3) и колебаний на выходе ФНЧ 9₂ этого звена, но с амплитудой на 30 дБ меньшей, чем на осциллограмме 3, и на 70 дБ меньшей, чем на осциллограмме 2;

осциллограмма 3 на фиг.4в - импульс на выходе алгебраического сумматора 8₁ первого звена 2 СДЦ схемы фиг.2 в виде пикообразных остатков, представляющих разность колебаний на выходе УВХ 1 (осциллограмма 2) и выходе ЦАП 12₁, совпадающих по положению, но несколько отличающихся по форме от ступенчатых колебаний на выходе этого звена;