Кодированные системы со многими входами и многими выходами с выборочной инверсией каналов, применяемой на каждой собственной моде

Кодированные системы со многими входами и многими выходами с выборочной инверсией каналов, применяемой на каждой собственной моде

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится в целом к передаче данных, более конкретно к методикам выполнения выборочной инверсии каналов на каждой собственной моде для систем со многими входами и многими выходами.

Предшествующий уровень техники

Система связи со многими входами и многими выходами (MIMO) использует множество (N_T) передающих антенн и множество (N_R) приемных антенн для передачи данных. Канал MIMO, сформированный N_T передающими и N_R приемными антеннами, может быть разложен на N_S независимых каналов, причем N_S≤min{N_T,N_R}. Каждый из N_S независимых каналов также называется пространственным подканалом или собственной модой канала MIMO.

Пространственные подканалы широкополосной системы MIMO могут оказаться в различных состояниях канала из-за различных факторов, таких как замирание и многолучевое распространение. Каждый пространственный подканал может, таким образом, испытывать частотно-избирательное замирание, которое характеризуется различными коэффициентами усиления канала на различных частотах полной ширины полосы системы. В предположении отсутствия управления мощностью это приводит к различным значениям отношения сигнала к шуму и помехам (SNR) на различных частотах каждого пространственного подканала, который тогда смог бы поддерживать различные скорости передачи данных для конкретного уровня качества функционирования (например, частота пакетных ошибок, равная 1%).

Для преодоления частотно-избирательного замирания в широкополосном канале может использоваться мультиплексирование с ортогональным разделением частот (OFDM) для эффективного разделения всей ширины полосы системы на некоторое количество (N_F) поддиапазонов, которые также называются элементами разрешения по частоте или подканалами. При реализации OFDM каждый поддиапазон ассоциирован с соответствующей поднесущей, на которой могут модулироваться данные. Для системы MIMO, которая использует OFDM (т.е. системы MIMO-OFDM) каждый поддиапазон каждого пространственного подканала может рассматриваться как независимый канал передачи.

Ключевым фактором в системе кодированной связи является выбор подходящих скоростей передачи данных и схем кодирования и модуляции для использования для передачи данных на основе состояния канала. Главной целью системы является максимизирование спектральной эффективности при снижении сложности как для передатчика, так и для приемника.

Одна непосредственная методика выбора скорости передачи данных и схем кодирования и модуляции состоит в "битовой загрузке" каждого канала передачи в системе соответственно его передающей способности. Однако эта технология имеет несколько существенных недостатков. Во-первых, кодирование и модулирование отдельно для каждого канала передачи может существенно увеличить сложность обработки как на передатчике, так и на приемнике. Во-вторых, кодирование отдельно для каждого канала передачи может существенно увеличить задержку при кодировании-декодировании.

Следовательно, есть потребность в разработке технологий для достижения высокой спектральной эффективности в системах MIMO без необходимости проведения кодирования в отдельности для каждого канала передачи.

Сущность изобретения

Предлагаются методики для выполнения выборочной инверсии каналов на каждой собственной моде в системе MIMO для достижения высокой спектральной эффективности при снижении сложности как на передатчике, так и на приемнике. Имеющиеся каналы передачи организованы в некоторое количество групп, где каждая группа может включать в себя все каналы передачи (или элементы разрешения по частоте) для собственной моды канала MIMO. Полная передаваемая мощность распределяется по группам путем использования конкретной схемы распределения мощности (например, равномерного распределения мощности, разбавления и т.п.). Выборочная инверсия каналов затем выполняется независимо для каждой группы, выбранной для использования при передаче данных (т.е. с ненулевой выделенной передаваемой мощностью). Для каждой такой группы один или более каналов передачи в группе выбираются для использования, и масштабный коэффициент определяется для каждого выбранного канала так, чтобы все выбранные каналы для группы инвертировались и достигали одинакового качества принятого сигнала (например, SNR принятого сигнала).

Различные аспекты и варианты осуществления изобретения описаны ниже с дополнительными подробностями. Изобретение дополнительно предлагает способы, программные коды, процессоры цифровой обработки сигналов, блоки передатчика, блоки приемника и другие устройства и элементы, которые реализуют различные аспекты, варианты осуществления и признаки изобретения, как более подробно описано ниже.

Перечень чертежей

Признаки, сущность и преимущества настоящего изобретения станут более очевидны из подробного описания, изложенного ниже и взятого в сочетании с чертежами, на которых используется сквозная нумерация позиций и где:

фиг.1 - графическая иллюстрация разложения по собственным значениям для системы MIMO-OFDM;

фиг.2 - графики средней спектральной эффективности, достигаемой тремя схемами передачи для примера системы MIMO 4×4;

фиг.3 - структурная схема точки доступа и пользовательского терминала в системе MIMO-OFDM;

фиг.4 - структурная схема блока передатчика в точке доступа; и

фиг.5 - блок-схема последовательности операций для обработки данных с использованием выборочной инверсии каналов на каждой собственной моде.

Подробное описание

В системе связи MIMO, такой как многоантенная система беспроводной связи, потоки данных, передаваемые от N_T передающих антенн, создают взаимные помехи на приемнике. Одна технология для преодоления этих помех состоит в том, чтобы "диагонализировать" канал MIMO для получения ряда независимых каналов.

Модель для системы MIMO может быть представлена выражением:

y= Hx + n,(1)

где y - вектор с N_R компонентами, {y_i} при i∈{1,...,N_R}, для символов, принятых N_R приемными антеннами (т.е. "принятый" вектор);

x - вектор с N_Т компонентами, {x_j} при j∈{1,...,N_Т}, для символов, переданных N_Т передающими антеннами (т.е. "переданный" вектор);

H - это (N_R×N_Т)матрица характеристики канала, которая содержит передаточные функции (т.е. комплексные коэффициенты усиления) от N_Т передающих антенн к N_R приемным антеннам; и

n - аддитивный белый Гауссовский шум (AWGN) с вектором средних значений 0 и ковариационной матрицей Λ=σ²I, где 0 - вектор со всеми нулями, I - единичная матрица с единицами по диагонали и нулями в остальных местах, σ² - дисперсия шума.

Для простоты подразумевается узкополосный канал с плавным замиранием. В этом случае характеристика канала может быть представлена постоянной комплексной величиной для всей ширины полосы системы, а элементы матрицы Н отклика канала являются скалярными величинами. Хотя здесь для простоты принимается предположение частотной неизбирательности, методики, описанные здесь, могут распространяться на частотно-избирательные каналы.

Матрица Н характеристики канала может быть диагонализирована путем выполнения разложения по собственным значениям корреляционной матрицы для матрицы Н, которая определяется выражением: R = H^H H. Разложение по собственным значениям корреляционной матрицы R размерностью (N_Т×N_Т) может быть представлено как:

R=EDE^H (2)

где Е - это унитарная матрица размерностью (N_Т×N_Т), столбцы которой представляют собой собственные векторы е_i матрицы R, i∈{1,...,N_Т};

D - это диагональная матрица размерностью (N_Т×N_Т) с компонентами на диагонали, соответствующими собственным значениям R и;

для любой матрицы М матрица М^Н обозначает сопряженную транспозицию матрицы М.

Унитарная матрица характеризуется свойством Е^НЕ = I.

Разложение по собственным значениям может также выполняться, используя разложение по сингулярным числам матрицы (SVD), которое известно из уровня техники.

Диагональная матрица D содержит неотрицательные действительные величины по диагонали и нули в остальных местах. Эти диагональные компоненты называются собственными значениями матрицы R и указывают на коэффициенты усиления по мощности для независимых каналов канала MIMO. Число независимых каналов для системы MIMO с N_Т передающими иN_R приемными антеннами равно числу ненулевых собственных значений матрицы R, N_S≤min{N_T,N_R}. Эти ненулевые собственные значения обозначаются как {λ_i}, i={1,...,N_S}.

Не учитывая ограничения по мощности для N_T передающих антенн, каналможет быть диагонализирован путем умножения унитарной матрицы Е слева на вектор "данных" s (или "предварительной обработки") для получения переданного вектора х. Предварительная обработка на передатчике может быть выражена как:

х = Es(3)

На приемнике принятый вектор y может быть умножен справа на Е^Н Н^Н(или "обработан") для получения оценки вектора s данных. Обработка для получения оценки s вектора данных может быть выражена как:

где - это AWGN с вектором средних значений 0 и ковариантной матрицей Λ

Как показано в уравнении (4), предварительная обработка на передатчике и обработка на приемнике приводят к тому, что вектор s данных преобразуется посредством эффективной характеристики канала, представленной матрицей D, а также к масштабированию шумовых элементов. Так как D является диагональной матрицей, фактически есть N_S не создающих взаимных помех параллельных каналов. Каждый из этих каналов имеет коэффициент усиления, равный квадрату соответствующего собственного значения, λ_i ², и мощность шума, равную σ²λ_i, i∈{1,...,N_S}, что дает отношение сигнала к шуму, равное λ_i/σ². Таким образом, коэффициент усиления мощности каждого из этих каналов равен собственному значению λ_i,i∈{1,...,N_S}. Параллельный канал i часто называют собственной модой i или модой i. Диагонализация канала MIMO, как показано в уравнениях (3) и (4), может быть достигнута, если передатчик обеспечен матрицей Н характеристики канала или эквивалентной информацией.

Разложение по собственным значениям, описанное выше, может также выполняться для широкополосного частотно-избирательного канала. Для системы MIMO-OFDM широкополосный канал делится на N_F ортогональных элементов разрешения по частоте c плавным замиранием, или поддиапазонов. Разложение по собственным значениям может тогда выполняться независимо для матрицы Н(k) характеристики канала для каждого элемента разрешения по частоте, k, для определения N_S пространственных подканалов или собственных мод для этого элемента разрешения по частоте. Каждый пространственный подканал каждого элемента разрешения по частоте называется также каналом "передачи".

Модель системы MIMO-OFDM может также выражаться следующей формулой:

y(k)=H(k)x(k) + n(k), k∈{1,...,N_F} (5)

где "(k)" означает k-ый элемент разрешения по частоте.

Разложение по собственным значениям корреляционной матрицы R(k) для каждого элемента разрешения по частоте может выражаться как:

R(k)=E(k)D(k)E^H(k) (6)

Ненулевые собственные значения для R(k) обозначены как {λ_i(k)}, i={1,...,N_S} и k={1,...,N_F}. Таким образом, для системы MIMO-OFDM разложение по собственным значениям для каждого из N_F элементов разрешения по частоте приводит к N_S пространственным подканалам или собственным модам для каждого элемента разрешения по частоте, или к общему количеству N_SN_F каналов передачи.

Собственные значения могут предоставляться в двух формах - в "сортированной" форме и форме "произвольного порядка". В сортированной форме N_S собственных значений каждого элемента разрешения по частоте отсортированы в убывающем порядке так, что {λ₁(k)≥λ₂(k)≥ ... ≥λ_Ns(k)}, где λ₁(k) - самое большое собственное значение для элемента k разрешения по частоте и λ_Ns(k) - самое малое собственное значение для элемента k разрешения по частоте. В форме произвольного порядка упорядочение собственных значений может быть произвольным и, кроме того, независимым от частоты. Конкретная форма, выбранная для использования, сортированная или произвольно-упорядоченная, влияет на выбор собственных мод для использования для передачи данных и схемы кодирования и модуляции, которая будет использоваться для каждой выбранной собственной моды, как описано ниже.

Фиг.1 графически представляет разложение по собственным значениям для системы MIMO-ОМЧР. Набор диагональных матриц D(k), k={1,...,N_F} показан расположенным в порядке вдоль оси 110, которая представляет частотное измерение. Собственные значения {λ_i(k)}, i={1,...,N_S}, каждой матрицы D(k) расположены по диагонали матрицы. Ось 112 может, таким образом, рассматриваться как представляющая пространственное измерение. Собственная мода i для всех элементов разрешения по частоте (или просто собственная мода i) соотносится с набором элементов, {λ_i(k)} при k={1,...,N_F}, который характеризует частотную характеристику по всем N_F элементам разрешения по частоте для этой собственной моды. Набор элементов {λ_i(k)} для каждой собственной моды показан заштрихованными квадратами вдоль пунктирной линии 114. Каждый заштрихованный квадрат на Фиг.1 представляет канал передачи. Для каждой собственной моды, которая испытывает частотно-избирательное замирание, элементы {λ_i(k)} для этой собственной моды могут быть различными для различных значений k.

Если собственные значения каждой диагональной матрицы D(k) отсортированы в порядке убывания, то собственной моде 1 (которая также называется главной собственной модой) будет соответствовать самое большое собственное значение λ₁(k) в каждой матрице, а собственная мода N_S будет включать самое малое собственное значение, λ_Ns(k), в каждой матрице.

В результате разложения по собственным значениям для каждого элемента разрешения по частоте в системе MIMO-ОМЧР получают всего N_SN_F собственных значений для N_SN_F каналов передачи по всей ширине полосы. Каждый канал передачи может достигать различного SNR и может иметь различные возможности передачи. Разнообразные схемы распределения мощности (или схемы передачи) могут использоваться для распределения всей передаваемой мощности по этим каналам передачи для достижения высокой общей спектральной эффективности, которая выражается в битах в секунду на Герц (бит/с/Гц). Некоторые из этих схем описаны более подробно ниже.

1. Разбавление

Схема "разбавления" может использоваться для оптимального распределения всей передаваемой мощности по каналам передачи так, что общая эффективность использования спектральной полосы максимизируется, при ограничении, что полная передаваемая мощность на передатчике ограничена величиной P_total. Схема разбавления распределяет мощность по N_SN_F каналам передачи так, что каналы с более высокими значениями SNR получают большие доли общей передаваемой мощности. Передаваемая мощность, выделенная заданному каналу передачи, определяется SNR данного канала, которое задается величиной λ_i(k)/σ², где λ_i(k) - i-е собственное значение в k-м элементе разрешения по частоте.

Процедура выполнения разбавления известна из уровня техники и не описывается здесь. Результатом разбавления является характерное распределение передаваемой мощности в каждом из N_SN_F каналов передачи, которое обозначается как P_i(k), i={1,...,N_S} и k={1,...,N_F}. Распределение мощности выполняется так, чтобы удовлетворялось следующее условие:

где L ={1,...,N_S} и K={1,...,N_F}.

На основе распределенных передаваемых мощностей P_i(k) при i={1,...,N_S} и k={1,...,N_F} SNR принятого сигнала, γ_i(k) для каждого канала передачи может быть выражено следующим образом:

Общая спектральная эффективность С для N_SN_F каналов передачи может быть затем вычислена на основе непрерывной монотонно возрастающей логарифмической функции для пропускной способности:

В типичной схеме связи полный диапазон значений SNR принятых сигналов, которые, как ожидается, будут наблюдаться, может быть разделен на ряд поддиапазонов. Каждый поддиапазон может затем быть соотнесен с конкретной схемой кодирования и модуляции, выбранной для получения самой высокой спектральной эффективности при заданной частоте ошибок по битам (BER), частоте кадровых ошибок (FER) или частоте пакетных ошибок (PER). Распределение мощности, соответствующее разбавлению может привести к различным значениям SNR принятых сигналов для каждого из N_SN_F каналов передачи. Это привело бы тогда к использованию многих различных схем кодирования/модуляции для каналов передачи. Кодирование/модуляция на каждый канал передачи увеличивает спектральную эффективность за счет большей сложности как для передатчика, так и для приемника.

2. Выборочная инверсия канала, примененная ко всем каналам передачи

Схема "Выборочной инверсии канала (ВИК, SCI)-для-всех-каналов" выполняет выборочную инверсию канала (ВИК) на всех каналах передачи так, чтобы те каналы, которые выбраны для использования, достигали приблизительно равных значений SNR принятых сигналов на приемнике. Это позволило бы использовать общую схему кодирования и модуляции для всех выбранных каналов передачи. Эта схема существенно снижает сложность как для передатчика, так и для приемника по сравнению со схемой разбавления. Уравнивание значений SNR принятых сигналов может достигаться сначала выбором всех или только подмножества из N_SN_F имеющихся каналов передачи для использования для передачи данных. Выбор каналов может приводить к исключению плохих каналов с низкими значениями SNR. Полная передаваемая мощность P_total тогда распределяется по выбранным каналам таким образом, что SNR принятого сигнала приблизительно одинаково для всех выбранных каналов передачи.

Если выполняется "полная" инверсия каналов для всех N_SN_F имеющихся каналов передачи, то полная передаваемая мощность P_total может быть распределена так, что приблизительно одинаковая мощность сигнала получается для всех этих каналов. Приблизительная величина передаваемой мощности P_i(k) для выделения i-ой собственной моде k-го элемента разрешения по частоте может выражаться как:

где α - это нормировочный множитель, используемый для распределения полной передаваемой мощности между имеющимися каналами передачи. Этот нормировочный множитель α может быть выражен как:

Нормировочный множитель α обеспечивает приблизительно одинаковую мощность принятого сигнала для всех каналов передачи, которая дается величиной αP_total. Полная передаваемая мощность таким образом эффективно распределяется (неравномерно) по всем имеющимся каналам передачи на основе их коэффициентов усиления по мощности, которые задаются собственными значениями λ_i(k).

Если выполняется "выборочная" инверсия каналов, то только те каналы передачи, значения принимаемой мощности которых находятся на уровне или выше определенного порога β относительно полной принимаемой мощности, выбираются для использования для передачи данных. Каналы передачи, уровни принимаемой мощности для которых попадают в диапазон ниже этого порога, отвергаются и не используются. Для каждого выбранного канала передачи передаваемая мощность, которая должна выделяться этому каналу, определяется как описано выше, так, чтобы все выбранные каналы передачи принимались при приблизительно одинаковом уровне мощности. Порог β может быть выбран так, чтобы максимизировать спектральную эффективность, или на основе каких-либо других критериев.

Выбор каналов передачи для использования может осуществляться следующим образом. Сначала средний коэффициент P_avg усиления по мощности вычисляется для всех имеющихся каналов передачи и может быть выражен следующим образом:

Передаваемая мощность, подлежащая выделению каждому каналу передачи, может быть выражена как:

где β - это порог и - нормировочный множитель, который аналогичен α в уравнении (11). Однако нормировочный множитель вычисляется только по выбранным каналам передачи и может быть выражен как:

Порог β может быть получен, как описано ниже (в разделе 3.2.)

Как показано в уравнении (13), канал передачи выбирается для использования, если его собственное значение (или коэффициент усиления канала по мощности) больше или равно порогу мощности (т.е. λ_i(k)βP_avg). Так как нормированный множитель вычисляется на основе только выбранных каналов передачи, полная передаваемая мощность P_total распределяется по выбранным каналам передачи на основе коэффициентов усиления этих каналов таким образом, чтобы все выбранные каналы передачи имели приблизительно равные значения принимаемой мощности, которые могут быть выражены как P_total.

Уравнивание значений SNR принятых сигналов для всех выбранных каналов передачи может, таким образом, быть достигнуто путем неравномерного распределения полной передаваемой мощности по этим каналам. Приблизительно равные значения SNR принятых сигналов позволили бы использовать одну скорость передачи данных и общую схему кодирования/модуляции для всех выбранных каналов передачи, что значительно снизило бы сложность.

3. Выборочная инверсия каналов, примененная на каждой собственной моде

Схема "ВИК-на-каждой-собственной моде" выполняет выборочную инверсию каналов независимо для каждой собственной моды для обеспечения улучшенного функционирования. В варианте осуществления N_SN_F каналов передачи организованы в N_S групп так, что каждая группа включает в себя все N_F элементов разрешения по частоте для заданной собственной моды (т.е. группа i включает в себя пространственные подканалы для всех N_F элементов разрешения по частоте для собственной моды i). Таким образом, есть одна группа для каждой собственной моды.

Схема "ВИК-на-каждой-собственной моде" включает в себя два этапа. На первом этапе полная передаваемая мощность P_total распределяется по N_S группам на основе конкретной схемы распределения мощности. На втором этапе выборочная инверсия каналов выполняется независимо для каждой группы для распределения выделенной в этой группе передаваемой мощности по N_F элементам разрешения по частоте в этой группе. Каждый из этих этапов описан более подробно ниже.

3.1. Распределение мощности по группам

Полная передаваемая мощность P_total может быть распределена по N_S группам различными путями, некоторые из которых описаны ниже.

В первом варианте осуществления полная передаваемая мощность P_total распределяется равномерно по всем N_S группам так, чтобы всем им была выделена одинаковая мощность. Передаваемая мощность P_G(i), выделенная каждой группе, может быть выражена как:

Во втором варианте осуществления полная передаваемая мощность P_total распределяется по N_S группам на основе разбавления по всем имеющимся каналам передачи. Для этого варианта осуществления полная передаваемая мощность P_total сначала распределяется по всем N_SN_F каналам передачи, используя разбавление, как описано выше. На каждый канал передачи выделяется P_i(k), i∈{1,...,N_S} и k∈{1,...,N_F}. Передаваемая мощность, выделенная каждой группе, может затем быть определена путем суммирования по передаваемым мощностям, выделенным N_F каналам передачи в этой группе. Передаваемая мощность, выделенная группе i, может быть выражена как:

В третьем варианте осуществления полная передаваемая мощность P_total распределяется по N_S группам на основе разбавления по всем группам, используя их средние по каналам значения SNR. Исходно среднее по каналам SNR, γ_avg(i), для каждой группы определяется как:

Затем выполняется разбавление для распределения полной передаваемой мощности P_total по N_S группам на основе их средних по каналам значений SNR. Передаваемая мощность, выделенная каждой из N_S групп, обозначается как P_G(i), i∈{1,...,N_S}.

В четвертом варианте осуществления полная передаваемая мощность P_total распределяется по N_S группам на основе разбавления по всем группам, используя значения SNR принятых сигналов каналов передачи после инверсии каналов. В этом варианте осуществления полная передаваемая мощность P_total сначала распределяется равномерно по N_S группам, как показано выше в уравнении (15), так, что каждой группе выделяется начальное значение передаваемой мощности i∈{1,...,N_S}. Выборочная инверсия каналов затем выполняется независимо для каждой группы для определения исходного распределения мощности, k={1,...,N_F}, для каждого элемента разрешения по частоте в группе. SNR принятого сигнала, для каждого элемента разрешения по частоте затем определяется на основе начального распределения мощности , как показано в уравнении (8). Среднее SNR принятого сигнала для каждой группы затем вычисляется следующим образом:

Затем полная передаваемая мощность P_total распределяется по N_S группам, используя разбавление на основе их средних значений SNR принятого сигнала , i∈{1,...,N_S}. Результатами распределения мощности на основе разбавления являются пересмотренные (т.е. окончательные) распределения P_G(i) передаваемой мощности, i∈{1,...,N_S} для N_S групп. Выборочная инверсия каналов снова выполняется независимо для каждой группы для распределения распределенной по группам передаваемой мощности P_G(i) по элементам разрешения по частоте в группе. Каждому элементу разрешения по частоте затем выделялась бы передаваемая мощность P_i(k) путем второй выборочной инверсии каналов.

Нет необходимости выполнять вторую выборочную инверсию каналов для заданной группы, если (1) пересмотренная передаваемая мощность, выделенная группе посредством разбавления, превышает начальное равномерное распределение мощности (т.е. ), и (2) все элементы разрешения по частоте в группе были выбраны для использования при начальной выборочной инверсии каналов. Для этого конкретного случая новое распределение P_i(k) мощности для каждого элемента разрешения по частоте в группе может быть выражено как:

Уравнение (19) может использоваться, потому что (1) все элементы разрешения по частоте в группе уже были выбраны для использования, и никакой дополнительный элемент разрешения по частоте не может быть выбран, даже если пересмотренное распределение P_G(i) мощности для группы по значению превышает начальное распределение мощности , и (2) начальная выборочная инверсия каналов уже определяет надлежащее распределение мощности по элементам разрешения по частоте в группе для достижения приблизительно равных значений SNR принятых сигналов для этих каналов. Во всех других случаях выборочная инверсия каналов выполняется снова для каждой группы для определения распределений передаваемой мощности, P_i(k) при k∈{1,...,N_F}, для элементов разрешения по частоте в группе.

3.2. Выборочная инверсия каналов, примененная к каждой группе

После того, как полная передаваемая мощность P_total распределена по N_S группам, используя любую из описанных выше схем распределения мощности по группам, выборочная инверсия каналов выполняется независимо для каждой из N_S групп и на N_F элементах разрешения по частоте внутри каждой группы. Выборочная инверсия каналов для каждой группы может быть выполнена следующим образом.

Сначала определяют средний коэффициент усиления по мощности, P_avg(i), для каждой группы как:

Передаваемая мощность, выделенная k-ому элементу разрешения по частоте в группе i, может быть выражена как:

где β_i - это порог, а - это нормировочный множитель для группы i. Нормировочный множитель для каждой группы вычисляется только по выбранным каналам передачи для данной группы и может выражаться как:

Суммирование коэффициентов усиления мощности инверсных каналов в уравнении (22) принимает во внимание коэффициенты усиления каналов по всем выбранным элементам разрешения по частоте группы i.

Порог β_i для отбора элементов разрешения по частоте для использования в каждой группе может быть установлен на основе различных критериев, например, так, чтобы оптимизировать спектральную эффективность. В одном варианте осуществления порог β_i устанавливается на основе коэффициентов усиления мощности канала (или собственных значений) и показателей спектральной эффективности для выбранных элементов разрешения по частоте на основе равномерного распределения передаваемой мощности по элементам разрешения по частоте в каждой группе, как описано ниже.

Для этого варианта осуществления определение значения порога β_i для группы i происходит следующим образом (причем это определение выполняется независимо для каждой группы). Сначала собственные значения для всех N_F элементов разрешения по частоте в группе ранжируются и размещаются в списке G_i(λ), λ∈{1,...,N_F}, в порядке убывания, так что G_i(1)=max{λ_i(k)} и G_i(N_F)=min{λ_i(k)} i∈{1,...,N_S}.

Для каждого λ, где λ∈{1,...,N_F}, вычисляется эффективность использования спектральной полосы для λ лучших элементов разрешения по частоте, где слово "лучшие" относится к элементам разрешения, по частоте с самыми высокими коэффициентами усиления по мощности, G_i(λ). Это может быть достигнуто следующим образом. Во-первых, полная передаваемая мощность, доступная для групп, P_G(i), распределяется по λ лучшим элементам разрешения по частоте, используя любую из описанных выше схем распределения мощности. Для простоты используется схема равномерного распределения мощности, и передаваемая мощность для каждого из λ элементов разрешения по частоте составляет P_G(i)/λ. Затем SNR принятого сигнала для каждого из λ элементов разрешения по частоте вычисляется по формуле:

Затем спектральная эффективность С_i(λ) для λ лучших элементов разрешения по частоте в группе i вычисляется по формуле:

где ρ - это масштабный коэффициент, используемый для того, чтобы учитывать недостатки схемы кодирования и модуляции, выбранной для использования.

Спектральная эффективность С_i(λ) вычисляется для каждого значения λ, где λ∈{1,...,N_F}, и сохраняется в массиве. После того, как все N_F значений С_i(λ) вычислены для N_F возможных комбинаций выбранных элементов разрешения по частоте, просматривается массив значений спектральной эффективности, и определяется самое большое значение С_i(λ). Тогда значение λ, λ_max, соответствующее самому большому значению С_i(λ), представляет собой количество элементов разрешения по частоте, которое обеспечивает максимальную спектральную эффективность для оцениваемых состояний канала и при использовании равномерного распределения передаваемой мощности.

Поскольку собственные значения для N_F элементов разрешения по частоте в группе i ранжируются в порядке убывания в списке G_i(λ), спектральная эффективность увеличивается по мере того, как для использования выбираются больше элементов разрешения по частоте, пока не достигается оптимальная точка, после которой спектральная эффективность уменьшается, так как больше от передаваемой мощности данной группы выделяется худшим элементам разрешения по частоте. Таким образом, вместо вычисления спектральной эффективности С_i(λ) для всех возможных значений λ, спектральная эффективность С_i(λ) для каждого нового значения λ может сравниваться со спектральной эффективностью С_i(λ-1) для предыдущего значения λ. Вычисление может быть закончено, если достигнута оптимальная спектральная эффективность, которая определяется тем, что С_i(λ)<С_i(λ-1).

Тогда порог β_i может быть выражен формулой:

где P_avg(i) определяется, как показано в уравнении (20).

Порог β_i может также быть установлен на основе некоторого другого критерия или некоторой другой схемы распределения мощности (вместо равномерного распределения).

Выборочная инверсия каналов описана более подробно в Заявке на Патент США № 09/860,274, поданной 17 мая 2001 г., № 09/881,610, поданной 14 июня 2001 г., № 09/892,379, поданной 26 июня 2001, причем все три заявки озаглавлены "Method and Apparatus for Processing Data for Transmission in a Multi-Channel Communication System Using Selective Channel Inversion", переуступлены правообладателю настоящей заявки и включены в настоящее описание посредством ссылки.

Выполнение выборочной инверсии каналов независимо для каждой группы приводит к набору распределений передаваемой мощности, P_i(k) при k∈{1,...,N_F}, для N_F элементов разрешения по частоте в каждой группе. Выборочная инверсия каналов может привести к тому, что менее, чем N_F элементов разрешения по частоте будут выбраны для использования для любой заданной группы. Невыбранным элементам разрешения по частоте не будет выделяться передаваемая мощность (т.е. P_i(k)=0 для этих элементов). Распределения мощности для выбранных элементов разрешения по частоте таковы, что на этих элементах достигаются приблизительно одинаковые значения SNR принятых сигналов. Тогда это позволяет использовать одну скорость передачи данных и общую схему кодирования/модуляции для всех выбранных элементов разрешения по частоте в каждой группе.

В случае сортированной формы собственные значения λ_i(k), i∈{1,...,N_S} для каждой диагон