Способ подавления помех при приеме электромагнитной волны круговой поляризации антенной решеткой идентично ориентированных векторных излучателей

Способ подавления помех при приеме электромагнитной волны круговой поляризации антенной решеткой идентично ориентированных векторных излучателей

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к антенной технике и может быть использовано в радиотехнических системах связи при приеме волн круговой поляризации в условиях воздействия преднамеренных и непреднамеренных произвольно поляризованных помех, в том числе и подобных по спектру полезному сигналу, в широком секторе углов.

Известны способы для борьбы с преднамеренными помехами, основанные на расширении спектра принимаемого сигнала, использовании антенн с узкими диаграммами направленности, разнесенном и адаптивном приеме с исключением пораженных помехой элементов [1]. Достижимый положительный эффект определяется выигрышем от обработки сигналов при приеме и передаче, от совместного использования кодов и схем разнесенного приема, а также методов адаптивного приема, при котором в направлении помехи обеспечивают максимальное снижение потока мощности, а в направлении прихода полезного сигнала - максимальное увеличение чувствительности. К недостаткам перечисленных способов относятся их низкая эффективность из-за того, что преднамеренные помехи в процессе работы могут изменять как структуру, так и уровень, и в каждой конкретной помеховой ситуации существует априорная неопределенность относительно периода следования, амплитуды помехи. Кроме того, большинство способов для своей реализации требует использования либо нескольких антенн, либо антенных решеток.

Известны способы разнесенного приема сигналов, обеспечивающие максимизацию отношения сигнал/шум + помеха: разнесенный прием с коммутацией ветвей разнесения, когерентное сложение сигналов с восстановлением несущей частоты или с использованием отдельного пилот-сигнала. Достоинством способов разнесенного приема сигналов является их более высокая помехоустойчивость. Кроме того, эти способы целесообразно использовать для ослабления влияния многолучевости [2, с.303-435]. К недостаткам указанных способов следует отнести возможность их работы только с полезными сигналами линейной поляризации.

Известен способ разнесенной передачи и приема двух ортогонально поляризованных волн [2, с.120-124], основанный на излучении двух ортогонально поляризованных волн близко расположенными антеннами, например вертикальными электрическим и магнитным диполями, на независимом приеме излученных электромагнитных колебаний и их последующей обработке. Так как излучаемая мощность распределена одинаково в двух различных плоскостях поляризации, то в системе с поляризационной селекцией по сравнению с системой, в которой осуществляется прием на пространственно разнесенные антенны, наблюдается среднее уменьшение мощности на 3 дБ, что является недостатком известного способа [2, с.121].

Известен способ поляризационной селекции помех при приеме электромагнитной волны круговой поляризации, описанный в [3] и реализованный в устройстве [4]. Способ разработан для повышения эффективности приема-передачи электромагнитных волн при работе на низких и средних углах места. Способ основан на независимом приеме компонент электромагнитной волны ортогональной парой вибраторов, образующей турникетную антенну, формировании опорного и разностного сигналов, задержке опережающего сигнала на π/2 в соответствии с направлением вращения поляризационного эллипса полезного сигнала и формировании выходного сигнала в виде суммы опорного и разностного сигналов. Получаемое при реализации этого способа решение, несмотря на обеспечение коэффициента эллиптичности, близкого к единице, при низких и средних углах места, не является оптимальным, поскольку не учитываются помеховые сигналы, а вводимое ослабление сигналов в трактах излучателей для выравнивания амплитуд сигналов снижает помехоустойчивость приемной системы. Следует отметить, что поляризационные эффекты в атмосфере, приводящие к возникновению кросс-поляризационной составляющей, при реализации данного способа не учитываются. Между тем их влияние приводит к уменьшению амплитуды полезного сигнала и увеличению помех.

Известен способ пространственной селекции сигналов с помощью антенной решетки турникетных или векторных [5] излучателей, основанный на синфазном суммировании в каждом излучателе ортогонально поляризованных составляющих полезного сигнала и суммировании выходных сигналов излучателей с весовыми коэффициентами, обеспечивающими низкий уровень боковых лепестков диаграммы направленности антенной решетки [6]. Однако возможности снижения уровня боковых лепестков в антенной решетке ограничиваются требованиями к коэффициенту направленного действия антенны и энергетике радиоканала, что является недостатком способа пространственной селекции. В соответствии с терминологией [5] под векторными излучателями понимается система из трех взаимно ортогональных линейных антенн, управляемых независимо.

Более близким по технической сущности к заявляемому способу является способ подавления помех при приеме электромагнитной волны круговой поляризации биортогональной антенной системой, предложенный в [7]. Он состоит в том, что осуществляют прием электромагнитной волны круговой поляризации с помощью двух ортогональных антенных систем, развернутых относительно друг друга на угол π/4, формируют из преобразованных сигналов четыре опорных сигнала, которые попарно пропорциональны тангенциальным составляющим напряженности электромагнитного поля, выравнивают во времени девять отсчетов опорных сигналов в течение времени, равного 3T/8, через промежутки времени, равные T/8, где Т - период несущего колебания, формируют десять разностных сигналов Δ_i (i=1,2,...,10) путем вычитания выравненных во времени отсчетов опорных сигналов, находят четыре совокупности гипотетических реализаций помехового сигнала, предполагая, что тангенциальная составляющая напряженности поля помехового сигнала ориентирована для каждой совокупности гипотетических реализаций под углом α=-π/4, 0, π/4 и π/2 соответственно к тангенциальной составляющей электромагнитного поля опережающего опорного сигнала, оценивают достоверность каждой из четырех гипотез и выбирают наиболее достоверную из них путем формирования совокупности гипотетических разностных сигналов и получения невязок между гипотетическими и разностными сигналами , формируют четыре компенсирующих сигнала, соответствующих выбранной гипотезе, компенсируют помеховые сигналы путем вычитания четырех компенсирующих сигналов из опорных сигналов, образуя четыре откорректированных сигнала в каждой из пар, задерживая опережающий сигнал на четверть периода несущего колебания, и между парами, задерживая на восьмую часть периода несущего колебания сигнал второй ортогональной антенной системы, являющийся опережающим, суммируют сигналы в каждой из пар и между парами, образуя выходной сигнал биортогональной антенной системы.

Недостатком известного способа является то, что он не обеспечивает подавление помех произвольной поляризации. В то же время сигналы от нескольких источников помех, суммируясь, могут образовывать как сигнал линейной поляризации, так и сигнал эллиптической поляризации или неполяризованный сигнал.

Предлагаемый способ направлен на повышение отношения сигнал/помеха при приеме электромагнитной волны круговой поляризации за счет подавления произвольно поляризованных помех, в том числе и подобных по спектру полезному сигналу, в широком секторе углов.

Рассмотрим существо предлагаемого способа.

Как и в прототипе, осуществляют прием электромагнитной волны круговой поляризации, преобразуют принятые сигналы, формируют опорные сигналы, пропорциональные тангенциальным составляющим падающего электромагнитного поля, с использованием опорных сигналов получают откорректированные сигналы, которые выравнивают по фазе и суммируют, образуя выходной сигнал антенной системы. Однако антенная система, в отличие от прототипа, представляет собой антенную решетку идентично ориентированных векторных (в частном случае - турникетных) излучателей. Как и в прототипе, выполняется операция преобразования принятых сигналов, необходимая для фазирования антенны в направлении прихода полезного сигнала и решения задачи согласования приемной антенны по поляризации с полезным сигналом, однако в отличие от способа-прототипа для получения преобразованных сигналов выделяют в составе антенной решетки подрешетки идентично поляризованных элементов и суммируют принимаемые ими сигналы с весовыми коэффициентами, при которых в направлении прихода полезного сигнала антенная решетка согласована по поляризации с принимаемым полезным сигналом, а в направлениях прихода помех уровень боковых лепестков в одной компоненте векторной диаграммы направленности приемной антенны, заданной в сферической системе координат, существенно ниже, чем уровень боковых лепестков в ортогональной компоненте векторной диаграммы направленности. В отличие от способа-прототипа формирование двух опорных сигналов, пропорциональных тангенциальным составляющим падающего электромагнитного поля, создаваемого источником полезного сигнала, осуществляют путем суммирования преобразованных сигналов с выбранными весовыми коэффициентами. Опорные сигналы выравнивают по фазе, после чего формируют суммарный и разностный сигналы путем суммирования и вычитания опорных сигналов соответственно. Затем складывают суммарный и разностный сигналы, формируя откорректированный сигнал, который является выходным сигналом антенной решетки идентично ориентированных векторных излучателей.

Проведенный сравнительный анализ заявленного способа и прототипа показывает, что заявленный способ отличается тем, что изменена совокупность действий:

- введено действие, связанное с формированием суммарного сигнала;

- изменен режим выполнения действий, связанных с формированием преобразованных, разностных сигналов и откорректированных сигналов;

- изменен порядок выполнения действий во времени: выравнивание по фазе осуществляют после формирования опорных сигналов, а затем формируют разностный и суммарный сигналы.

Структурная схема устройства, функционирующего по предлагаемому способу, представлена на фиг.1. На фиг.2 приведены диаграммы направленности кольцевых АР продольных и поперечных вибраторов, полученные после решения скалярных задач синтеза. На фиг.3 приведены временные зависимости полезного и суммарного сигнала. На фиг.4 приведены результаты, иллюстрирующие результаты пространственно-поляризационной обработки сигналов и помех в плоской АР.

Проведем теоретическое обоснование предлагаемого способа с учетом структурной схемы устройства, представленного на фиг.1.

Пусть в качестве приемной антенны радиоканала с сигналами круговой поляризации используется N-элементная АР, излучатели которой представляют собой систему из линейно поляризованных элементов, ориентированных вдоль ортов базиса с координатами x¹, x², x³.

Поскольку электромагнитное поле в дальней зоне передающей антенны источника полезного сигнала имеет поперечную структуру, то вблизи каждого излучателя приемной антенны существуют две составляющие напряженности поля E_θ(t) и E_ϕ(t), заданные в сферической системе координат. В каждый момент времени t при отсутствии помех составляющие напряженности поля изменяются пропорционально временной зависимости полезного сигнала s₀(t), т.е. с точностью до постоянного множителя можно записать следующие выражения:

где а_(n) - коэффициент пропорциональности, учитывающий ослабление радиосигнала в свободном пространстве и положение фазового центра n-го излучателя (n=1,2,...,N); i - мнимая единица; знак «+» или «-» определяется направлением вращения поляризационного эллипса полезного сигнала (в дальнейшем будем полагать, что используется знак «+»).

При наличии помех составляющие напряженности поля можно представить без учета шумов в виде:

где n_θ(t) и n_ϕ(t) определяют временную зависимость суммарного сигнала помехи, a b_(n) - пространственное запаздывание сигнала помехи от излучателя к излучателю.

В соответствии с [8, 9] сферическая система координат и базис q_m связаны между собой оператором преобразования систем координат

где греческий индекс «ν» соответствует сферической системе координат.

Например, если в качестве базиса q_m используется декартовая система координат, то оператор имеет вид:

Следует отметить, что контрвариантный тензор (т.е. оператор для обратного преобразования систем координат) в данном случае может быть получен путем транспонирования матрицы (3) [9].

С использованием данных обозначений на выходе каждого линейно поляризованного элемента приемной антенны получим ЭДС, определяемую выражением вида:

где - волновое сопротивление соответствующей линейно поляризованной антенны с учетом ее положения в составе АР при ее возбуждении той или иной составляющей падающего поля.

АР позволяет обеспечить взвешенное суммирование принимаемых сигналов (4). Данное преобразование может быть записано в виде:

В соответствии со способом-прототипом операция формирования опорных сигналов состоит в обратном преобразовании систем координат, определяемых контрвариантным тензором . С учетом выражений (2) и (5) эта операция определяется выражениями вида:

Выражения (6) и (7) можно трактовать следующим образом. Уровень полезного сигнала в приемной антенной решетке зависит от выбора весовых коэффициентов, с которыми суммируются сигналы отдельных излучателей антенной решетки. Так, в случае линейной или плоской антенной решетки максимальный уровень сигнала достигается при равномерном возбуждении излучателей, сфазированных в направлении прихода полезного сигнала. Однако при этом диаграмма направленности приемной антенной решетки характеризуется высоким уровнем боковых лепестков. Если помеха действует с направления, в котором ориентирован первый боковой лепесток, то это может привести к нарушению радиосвязи. Для снижения уровня боковых лепестков можно использовать другие весовые коэффициенты, но это приведет к некоторому уменьшению уровня полезного сигнала на выходе антенной решетки. Рассматриваемая антенна состоит из двух подрешеток, у которых фазовые центры излучателей совпадают. Это позволяет, выбирая различные весовые коэффициенты в подрешетках, получать для каждой из них свой коэффициент передачи полезного сигнала А_ν и свой коэффициент передачи В_ν для помехи. Фактически, значения коэффициентов А_ν и B_ν представляют собой значения ненормированной ν-компоненты диаграммы направленности приемной антенной решетки (ν=θ, ϕ) в направлениях полезного сигнала и помехи соответственно.

В соответствии с предлагаемым способом после формирования опорных сигналов необходимо осуществить их операцию выравнивания по фазе. Для этого в соответствии с выбранным направлением вращения поляризационного эллипса задержим сигнал u_ϕ(t) на четверть периода несущего колебания.

После выполнения фазовой задержки найдем суммарный и разностный сигналы:

Если весовые коэффициенты выбраны таким образом, что , то разностный сигнал может быть записан в виде:

Для формирования откорректированного сигнала необходимо сложить суммарный и разностный сигналы. Результат данной операции с учетом выражений (8) и (10) может быть записан в виде:

Полученное выражение показывает, что при реализации предложенного способа в выходной сигнал антенны вносит вклад лишь одна компонента принимаемой помехи.

Следует отметить, что если при формировании разностного сигнала поменять местами уменьшаемое и вычитаемое (или вместо сложения суммарного и разностного сигналов вычесть из суммарного сигнала разностный), то компенсированный сигнал будет иметь вид:

Заметим, что в существующих антеннах, с которыми следует сопоставлять предлагаемый способ подавления помех, выходной сигнал описывается выражением (8). Для максимального ослабления помех в существующих антеннах необходимо совместно обеспечить максимумы коэффициентов передачи A_θ, A_ϕ и минимумы B_θ, В_ϕ. Данная задача решается за счет выбора весовых коэффициентов Однако сформулированные требования являются противоречивыми: максимумы коэффициентов передачи A_θ, A_ϕ обеспечиваются при равномерном возбуждении излучателей, сфазированных в направлении полезного сигнала, а снижение коэффициентов передачи B_θ, B_ϕ - например, при использовании спадающих к краям раскрыва амплитудных распределениях Указанные факторы ограничивают возможности повышения помехоустойчивости радиоэлектронных средств на основе методов пространственной селекции [10].

Использование предлагаемого способа позволяет упростить задачу борьбы с помехами, поскольку ослабление помех требуется лишь в одной компоненте векторной диаграммы направленности. В другой компоненте необходимо обеспечить максимальный коэффициент передачи (максимальный коэффициент направленного действия) для полезного сигнала.

Если ослабление помех осуществляется в той ν-компоненте векторной диаграммы направленности, в которой воздействие помех проявляется в меньшей степени, то и снижение соответствующего коэффициента передачи А_ν будет минимальным.

Эти факторы являются основой для получения выигрыша в помехоустойчивости при реализации предлагаемого способа.

Для достижения выигрыша необходимо соответствующим образом выбрать весовые коэффициенты

Пусть компенсированный сигнал антенной решетки определяется выражением (11). При этом необходимо понизить уровень боковых лепестков в θ-компоненте. Компонента ϕ-векторной диаграммы направленности должна иметь максимальный коэффициент направленного действия. В связи с этим для определения весовых коэффициентов сформулируем и решим задачу векторного синтеза в следующей постановке.

Найти весовые коэффициенты (комплексные амплитуды возбуждения излучателей антенной решетки), обеспечивающие минимум среднеквадратического отклонения синтезированных компонент векторной диаграммы направленности от компонент заданной диаграммы направленности, описываемых выражениями вида:

при ограничении

где (θ₀, ϕ₀) - направление прихода полезного сигнала; (x_n, y_n, z_n) - координаты фазового центра n-го излучателя; А_n (n=1,2,...,N) - амплитуды возбуждения изотропных точечных излучателей антенной решетки, при которых обеспечивается требуемое снижение уровня боковых лепестков и выполнение ограничения (15).

Для выбранного базиса q_m, вдоль ортов которого ориентированы линейно поляризованные элементы излучателей АР, требования к заданной диаграмме направленности могут быть записаны в виде:

Если базис q_m является ортогональным, а конфигурация антенны такова, что возбуждение подрешетки из идентично поляризованных элементов излучателей не приводит к возбуждению других подрешеток, то исходная задача векторного синтеза сводится к независимому решению скалярных задач синтеза антенных решеток, которые могут быть представлены в виде систем линейных алгебраических уравнений вида:

где f_m(n)(θ, ϕ) - диаграмма направленности линейно поляризованного элемента, ориентированного вдоль орта е_m базиса q_m, n-го излучателя.

Решение каждой из подобных систем уравнений может быть получено любым из известных методов, например методом наименьших квадратов:

где

Если базис q_m не является ортогональным, решение задачи синтеза может быть найдено с использованием метода [11].

Кроме того, для определения весовых коэффициентов могут использоваться и другие методы, например методы адаптации и энергетической оптимизации, которые позволяют сформировать «нули» в одной из компонент векторной диаграммы направленности.

Работа устройства, функционирующего по предложенному способу, может быть проиллюстрирована с помощью фиг.1.

Смесь полезного сигнала и помехи принимается независимо линейно поляризованными элементами излучателей антенной решетки. Выходные сигналы идентично поляризованных элементов поступают в блоки 1, 2 и 3, где суммируются с ранее выбранными комплексными весовыми коэффициентами, обеспечивающими согласование приемной антенны по поляризации, максимизацию коэффициента направленного действия в одной компоненте векторной диаграммы направленности и требуемое ослабление помех - в другой компоненте.

Полученные в блоках 1, 2 и 3 преобразованные сигналы u_m поступают в блок 4 формирования опорных сигналов, на выходе которого образуется два выходных сигнала u_θ и u_ϕ, которые при отсутствии помех пропорциональны тангенциальным составляющим электромагнитного поля, создаваемого источником полезного сигнала.

Полученные сигналы выравниваются по фазе в блоке 5 и используются для формирования суммарного и разностного сигналов в блоках 6 и 7 соответственно.

В блоке 8 осуществляется суммирование суммарного и разностного сигналов, в результате чего формируется откорректированный сигнал , который является выходным сигналом антенны.

В качестве линейно поляризованных элементов излучателей АР могут использоваться линейные антенны: электрические симметричные и несимметричные вибраторы, щелевые антенны. Данные антенны должны управляться независимо и, например, могут образовывать излучатели из двух или трех ортогонально поляризованных элементов с совмещенными фазовыми центрами. К таким антеннам, в частности, относятся скрещенные ортогональные вибраторы в свободном пространстве или над металлическим экраном.

На фиг.1 антенная решетка состоит из трех подрешеток, т.е. в состав излучателя входят три ортогональных независимо управляемых линейных антенны. В частных случаях число независимо управляемых линейных антенн в составе излучателя может быть две и более.

Блоки 1, 2 и 3 формирования преобразованных сигналов представляют собой несколько схем суммирования выходных сигналов в подрешетках идентично поляризованных элементов излучателей. В настоящее время известен целый ряд схем суммирования [12], которые содержат сумматоры и фазовращатели, а также аттенюаторы или СВЧ-усилители в случае реализации активной фазированной антенной решетки.

Блок 4 формирования опорных сигналов может быть аналогично прототипу [7]. Данный блок представляет собой устройство взвешенного суммирования, которое может быть реализовано либо на несущей частоте антенны, либо после выполнения операции гетеродинирования.

Блок 5 выравнивания по фазе опорных сигналов содержит неуправляемый фазовращатель на π/2. Данный фазовращатель обеспечивает задержку одного из опорных сигналов в зависимости от направления вращения поляризационного эллипса полезного сигнала.

Блоки 6 и 8 формирования суммарного и откорректированного сигналов представляют собой сумматоры на два входа.

Блок 7 содержит сумматор и инвертор, в качестве последнего может использоваться любой инвертирующий радиоэлектронный элемент, например транзисторный каскад.

Таким образом, устройство, реализующее предлагаемый способ, состоит из стандартных блоков, выполнение которых описано в известной литературе.

Для оценки эффективности предлагаемого способа были проведены численные исследования, в ходе которых оценивалась величина отношения сигнал помеха на выходе существующей антенной решетки и на выходе предлагаемого компенсатора помех. Были рассмотрены два варианта построения антенной решетки.

В первом случае предлагаемый способ был реализован для кольцевой антенной решетки крестообразных электрических вибраторов, размещенных на боковой поверхности идеально проводящего бесконечного кругового цилиндра радиуса 5λ. Каждый излучатель состоит из двух независимо управляемых вибраторов, первый из которых ориентирован вдоль образующей цилиндра, а второй - лежит в поперечной плоскости цилиндра. Кольцо рассматриваемой антенной решетки содержит N=64 излучателя, размещенных равномерно. Для реализации предлагаемого способа подавления помех были решены две скалярные задачи синтеза кольцевых антенных решеток (АР) продольных и поперечных вибраторов по заданным диаграммам направленности вида (13)-(15).

На фиг.2 представлены диаграммы направленности кольцевых АР продольных и поперечных вибраторов, полученные после решения скалярных задач синтеза. Кривая 1 соответствует ДН кольцевой АР продольных вибраторов, кривая 2 - АР поперечных вибраторов.

Предположим теперь, что кольцевая АР принимает гармонический сигнал круговой поляризации S₀(t) на рабочей частоте антенны ω₀.

С трех направлений действуют линейно поляризованные несинфазные гармонические помехи на частотах 0,95ω₀, 0,99ω₀ и 1,1ω₀ соответственно. Углы наклонов поляризационных эллипсов помех соответственно равны α=10°, α=60° и α=90°. Амплитуды помеховых сигналов в 10, 8 и 6 раз соответственно превышают уровень полезного сигнала s₀(t). Фазы каждого из помеховых сигналов равны: -36°, 108° и 216°. При проведении численных исследований предполагалось, что уровень тепловых шумов составляет 0,01 от уровня полезного сигнала.

В существующих антеннах круговой поляризации выполняется синфазное суммирование ортогональных составляющих принимаемого сигнала, что соответствует вычислению суммарного сигнала , описываемого выражением (8).

На фиг.3 приведены временные зависимости полезного и суммарного сигнала. На второй диаграмме видно, что воздействие нескольких помех, превышающих уровень полезного сигнала в несколько раз, приводит к паразитной модуляции полезного сигнала. Этот эффект характерен для случая воздействия помех, отличающихся от частоты полезного сигнала. В случае, когда помехи действуют на частоте рабочего сигнала, возможны фазовые ошибки, что показано в работе [13].

В соответствии с предлагаемым способом суммарный сигнал должен складываться с разностным сигналом (выражение (9)). Зависимость получаемого выходного сигнала для рассматриваемой помеховой обстановки приведена на третьей диаграмме фиг.3. Как видно из результатов, приведенных на фиг.3, выполненная операция позволила значительно уменьшить глубину паразитной модуляции.

Степень уменьшения ошибок характеризует четвертая диаграмма на фиг.3, на которой приведены результаты сравнения выходных сигналов обычной и предлагаемой антенн (кривые 1 и 2) с полезным сигналом.

Для рассматриваемого примера выигрыш в отношении сигнал/помеха составил более чем 17 раз, однако его величина зависит от направления прихода помех. Если аналогичные помехи действуют с направлений, близких к направлениям ориентации первых боковых лепестков, то величина выигрыша уменьшалась до 4,7 раз. Такие существенные отличия обусловлены тем, что эффективность предлагаемого алгоритма пространственно-поляризационной обработки зависит от глубины подавления помех в одной из компонент векторной диаграммы направленности. Это позволяет сделать вывод о том, что при формировании требований к диаграмме направленности антенной решетки необходимо использовать всю имеющуюся информацию об ориентации и мощности помех, а также их временных характеристиках. Наличие априорной информации о помехах позволяет использовать не только методы синтеза для формирования компонент векторной диаграммы направленности, но и методы энергетической оптимизации и адаптации.

В качестве второго примера была рассмотрена реализация предлагаемого варианта обработки сигналов в плоской антенной решетке крестообразных вибраторов.

Плоская антенная решетка состояла из 8×8 излучателей, размещенных в узлах прямоугольной сетки с шагом 0,52λ. Каждый излучатель представляет собой совокупность взаимно ортогональных горизонтальных симметричных электрических полуволновых вибраторов, размещенных над бесконечным металлическим экраном на высоте 0,25λ.

Пусть полезный сигнал круговой поляризации приходит с направления θ₀=24°, ϕ₀=-126°. На антенную решетку воздействуют три помехи, характеристики которых совпадают с рассмотренными выше для кольцевой решетки, а направления прихода соответственно равны: (3°, 180°), (57°, -6°) и (30°, 114°).

При формировании компонент заданной диаграммы направленности были использованы две реализуемые диаграммы направленности антенной решетки изотропных излучателей вида (13)-(15): антенной решетки, возбуждаемой равномерно (ϕ-компонента), и решетки, в раскрыве которой использовано спадающее к краям раскрыва по закону «косинус» амплитудное распределение (θ-компонента).

Снижение уровня боковых лепестков в одной из компонент векторной диаграммы направленности является более выгодным с энергетической точки зрения, чем использование обычного управления диаграммой направленности решетки. Это следует из выражений (11) и (12) для откорректированного сигнала , в которые входят коэффициенты передачи антенны для ортогональных составляющих полезного сигнала. При подавлении боковых лепестков в обеих компонентах происходит одновременное снижение коэффициентов передачи А_ν. В соответствии с предлагаемым способом происходит снижение только одного коэффициента передачи.

Так, максимальный коэффициент направленного действия синтезированной антенной решетки при выборе в качестве обеих компонент заданной диаграммы направленности равномерно возбуждаемой антенной решетки составил 150. При снижении уровня боковых лепестков за счет использования в излучателях косинусного распределения коэффициент направленного действия уменьшился до 98. При решении задачи синтеза антенной решетки с различными требованиями к компонентам заданной диаграммы направленности был получен коэффициент направленного действия, равный 118. Это означает, что энергетический выигрыш в предлагаемой антенной решетке, функционирующей в условиях помех, по сравнению с антенной решеткой с пониженным уровнем боковых лепестков составил почти 15%. При этом используемый в настоящее время метод пространственной селекции обеспечил бы снижение уровня первого бокового лепестка на 10 дБ, что приблизительно обеспечивает десятикратное ослабление помех.

Отличия уровней боковых лепестков компонент синтезированной диаграммы направленности позволяют реализовать предлагаемый способ компенсации помех. На фиг.4 приведены результаты, иллюстрирующие результаты пространственно-поляризационной обработки сигналов и помех в рассматриваемой плоской АР. Обозначения на данном рисунке совпадают с введенными ранее на фиг.3.

В данном случае помехи располагались в области первых боковых лепестков, что обусловило не столь высокий выигрыш в отношении сигнал/помеха по сравнению с предыдущими результатами. В данном случае величина выигрыша составила 6 раз.

Следует также отметить, что близкое размещение помех в первом примере позволяет рассматривать выбранную совокупность линейно поляризованных помех как одну эквивалентную помеху эллиптической поляризации или как частично поляризованную помеху. В данном примере помехи размещены на относительно больших угловых расстояниях, поэтому можно говорить о компенсации неполяризованных помех.

Сопоставляя полученные численные оценки, можно сделать следующий вывод. Предлагаемая компенсация помех позволяет добиться примерно такого же уровня ослабления помех, как и в антенной решетке с безлепестковой диаграммы направленности, но при меньших потерях в энергетике радиоканала. Данный выигрыш заметен даже при использовании методов синтеза антенных решеток. При использовании других методов (адаптации и энергетической оптимизации) пространственно-поляризационная обработка позволит обеспечить компенсацию одиночных произвольно поляризованных помех при практически полном сохранении энергетического потенциала радиоканала.

Таким образом, введение новых действий, изменение режима выполнения и порядка выполнения во времени известных действий, обеспечивающих реализацию предлагаемого способа, позволяют достичь повышения отношения сигнал/помеха при приеме электромагнитной волны круговой поляризации антенной решеткой идентично ориентированных векторных излучателей за счет подавления помех, в том числе и подобных по спектру полезному сигналу, в широком секторе углов и при сохранении энергетического потенциала радиолинии.

Источники информации

1. Ли У. Техника подвижных систем связи: Пер. с англ. - М.: Радио и связь, 1985. - С.357-373.

2. Связь с подвижными объектами в диапазоне СВЧ / Под ред. У.К.Джейса. Пер. с англ. Под ред. М.С.Ярлыкова и М.В.Чернякова. - М.: Связь, 1979. - 520 с.

3. Бабейко А.Л., Бовкун В.П., Брауде С.Я., Мень А.В., Сергиенко Ю.Ю. Интерферометр декаметрового диапазона радиоволн УРАН-1. - В кн.: Антенны. Под ред. А.П.Пистолькорса. - М.: Связь, 1979, вып.26, С.121-134.

4. Авт. Свид. 1376146 (СССР). Фазированная антенная решетка с круговой поляризацией поля / Э.П.Абракин, Л.Л.Базеян и А.И.Браженко // 1988, БИ. №7.

5. Балзовский Е.В., Буянов Ю.И., Кошелев В.И. Векторная приемная антенна для измерения поляризационной структуры сверхширокополосных электромагнитных импульсов // Радиотехника и электроника, 2005, Т.50, №8, С.863-872.

6. Зелкин Е.Г., Соколов В.Г. Методы синтеза антенн: Фазированные антенные решетки и антенны с непрерывным раскрывом. - М.: Сов. радио, 1980, 296 с.

7. Патент 2235392 (Россия). Способ подавления помех при приеме электромагнитной волны круговой поляризации биортогональной антенной системой / Е.Н.Мищенко, С.Е.Мищенко, В.В.Шацкий // 2004, БИ №24 - Н01Q 3/26.

8. Корн Г., Корн Т. Справочник по математике (для научных работников и инженеров). - М.: Наука,