Устройство и способ канальной оценки в системе сотовой связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением, использующей множество передающих антенн

Устройство и способ канальной оценки в системе сотовой связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением, использующей множество передающих антенн

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение относится, в общем, к устройству и способу канальной оценки в системе связи с OFDM (МОЧР) (мультиплексирование с ортогональным частотным разделением) и, в частности, к устройству и способу для выполнения точной канальной оценки с помощью исключения межсотовой помехи в системе связи с MIMO (МВМВ) (Множество входов - множество выходов) - OFDM.

Предшествующий уровень техники

Обычно системой беспроводной связи называется система, поддерживающая услугу беспроводной связи, которая включает в себя Node B (Узлы В) и UEs (ПО) (Пользовательское оборудование). Узел B и UE поддерживают услугу беспроводной передачи по кадрам. Поэтому для передачи и приема кадров должна достигаться синхронизация между Узлом B и UE. Соответственно Узел B передает сигнал синхронизации на UE таким образом, что UE может идентифицировать начало кадра. UE затем определяет кадровую синхронизацию Узла B из сигнала синхронизации и демодулирует принятый кадр на основе кадровой синхронизации. В общем сигнал синхронизации является предустановкой последовательности преамбулы между Узлом B и UE.

Предпочтительно система связи с OFDM и множеством несущих использует последовательность преамбулы, имеющую низкое PAPR (ОММСМ) (Отношение максимальной мощности к средней мощности). Узел B передает на UE первую часть длинной преамбулы для грубой синхронизации, за которой следует короткая преамбула для точной синхронизации. UE передает только короткую преамбулу Узлу B для точной синхронизации.

Система связи с OFDM передает пользовательские данные ко множеству пользователей, т.е. к UE, посредством мультиплексирования кадра во времени. Одновременно кадровая преамбула передается в заранее заданный временной период, начиная от начала кадра, для указания начала кадра. Из-за передачи пакетных данных пользователям в одном кадре преамбула пакета находится спереди каждых пользовательских данных для указания начала данных. Поэтому UE принимает преамбулу данных для определения начала этих пользовательских данных. Более конкретно, чтобы синхронизировать отчеты времени по началу данных для приема данных, UE принимает общую последовательность преамбулы в системе и достигает синхронизации до приема сигнала.

Система связи с OFDM использует то же самое кодирование источника, канальное кодирование и модуляцию, что и системы связи без OFDM. По сравнению с системой связи CDMA (МДКР) (Множественный доступ с кодовым разделением), в которой спектр данных расширяется до передачи, система связи OFDM вставляет защитный интервал в сигнал IFFT (Обратное быстрое преобразование Фурье). Поэтому система связи OFDM может передавать широкодиапазонный сигнал простым аппаратным обеспечением по сравнению с системой связи CDMA. Система связи OFDM выполняет IFFT-обработку модулированной битовой символьной последовательности, тем самым получая сигнал во временной области. Сигнал во временной области (т.е. символ OFDM) является широкодиапазонным сигналом, в котором мультиплексируется множество узкополосных сигналов поднесущих. Множество модулированных символов доставляется за один период символа OFDM.

Однако простая передача символа IFFT OFDM без какой-либо дополнительной обработки ведет к неизбежной помехе между предыдущим символом OFDM и текущим символом OFDM. Для подавления ISI (МСП) (Межсимвольной помехи) вставляется защитный интервал. Было предложено, чтобы нулевые данные вставлялись в заранее заданный интервал в качестве защитного интервала. Характерным недостатком этого защитного интервала является то, что из-за неправильной оценки начала символа OFDM в приемнике появляется помеха между поднесущими, увеличивая вероятность неправильного решения о принятом символе OFDM. Поэтому защитный интервал используется в форме "циклического префикса" или "циклического постфикса". Циклический префикс является копией последних 1/n битов символа во временной области OFDM, вставленных в эффективный символ OFDM, а циклический постфикс является копией первых 1/n битов символов во временной области OFDM-символа, вставленных в эффективный символ OFDM. Используя защитный интервал в качестве избыточной информации скопированной первой или последней части одного символа OFDM, приемник может достигать временной/частотной синхронизации принятого символа OFDM.

Сигнал, переданный из передатчика, искажается, так как он проходит по радиоканалу, и таким образом искаженный сигнал достигает приемника. Приемник выполняет канальную оценку посредством достижения временной/частотной синхронизации, используя известную последовательность преамбулы и канальные компенсации символов частотной области FFT (БПФ) (Быстрого преобразования Фурье), с помощью канальной оценки. Приемник затем восстанавливает информационные данные посредством канального декодирования и декодирования источника канально-компенсированных символов в соответствии с канальным декодированием и декодированием источника канально-компенсированных символов, используемым передатчиком.

Раскрытие изобретения

Техническая проблема

Система связи OFDM использует последовательность преамбулы для достижения покадровой синхронизации, частотной синхронизации и канальной оценки. Хотя защитный интервал и пилотные поднесущие могут использоваться взамен преамбулы при покадровой синхронизации, частотной синхронизации и канальной оценке, передатчик обычно передает известные символы в начале каждого кадра или пакета данных в качестве последовательности преамбулы и принимает изменения временной/частотной/канальной информации с последовательностью преамбулы.

Важность канальной оценки лежит в когерентной модуляции и демодуляции в системе OFDM. Средство канальной оценки требуется для системы, использующей когерентную модуляцию и демодуляцию. Особенно в оборудовании MIMO требуется канальная информация для каждой антенны, дополнительно увеличивая важность канальной оценки.

Когда система MIMO-OFDM поддерживает сотовую среду, сильная помеха появляется на границах сот, тем самым ухудшая выполнение канальной оценки. Соответственно существует необходимость в методах канальной оценки, которые минимизируют межсотовую помеху в сотовой системе MIMO-OFDM.

Техническое решение

Соответственно настоящее изобретение предназначено по существу для решения по меньшей мере указанных выше проблем и/или недостатков и для обеспечения указанных ниже по меньшей преимуществ. Целью настоящего изобретения является обеспечение устройства и способа выполнения точной канальной оценки посредством исключения межсотовой помехи в системе связи OFDM.

Другой целью настоящего изобретения является обеспечение устройства и способа для выполнения точной канальной оценки посредством исключения межсотовой помехи в системе беспроводной связи.

Дополнительной целью настоящего изобретения является обеспечение устройства и способа определения числа канально-оцениваемых Узлов B (или сот) в системе беспроводной сотовой связи.

Указанные выше и другие цели достигаются посредством обеспечения устройства и способа канальной оценки в системе сотовой связи OFDM, использующей множество антенн.

В соответствии с одним аспектом настоящего изобретения в устройстве канальной оценки с использованием сигналов преамбулы, принятых от обслуживающего Узла B и соседних Узлов B в UE в широкодиапазонной системе беспроводной связи, в которой каждый Узел B передает сигнал через N() антенн, а UE принимает сигнал через M() антенн, блок вычисления количества Узлов B вычисляет максимальное число N_s канально-оцениваемых Узлов B, используя длину преамбулы, число антенн в каждом Узле B и число трактов многолучевого распространения. Генератор матрицы преамбул множества сот генерирует матрицу x_s преамбул множества сот посредством генерации матрицы преамбулы Узла B для каждого из обслуживающего Узла B и соседних Узлов B и выбора N_s матриц преамбул Узла B в соответствии с мощностью приема среди сгенерированных матриц преамбул Узла B. Средство канальной оценки выполняет канальную оценку, используя матрицу x_s преамбул множества сот и M сигналов, принятых через M антенн в течение периода приема преамбулы.

В соответствии с другим аспектом настоящего изобретения в устройстве канальной оценки с использованием сигналов преамбулы, принятых от обслуживающего Узла B и соседних Узлов B в UE в широкодиапазонной системе беспроводной связи, где каждый Узел B передает сигнал через N() антенн и UE принимает сигнал через M() антенн, блок вычисления количества Узлов B вычисляет максимальное число N_s канально-оцениваемых Узлов B, используя длину A преамбулы, число антенн N в каждом Узле B и число L трактов (путей) многолучевого распространения посредством

.

Средство канальной оценки выбирает N_s Узлов B в соответствии с мощностью приема обслуживающего Узла B и соседних Узлов B и выполняет канальную оценку, используя известную информацию преамбулы, связанную с N_s Узлами B, и сигналы, принятые через M антенн.

В соответствии с другим аспектом настоящего изобретения в способе канальной оценки с использованием сигналов преамбулы, принятых от обслуживающего Узла B и соседних Узлов B в UE в широкодиапазонной системе беспроводной связи, где каждый Узел B передает сигнал через N() антенн, и UE принимает сигнал через M() антенн, вычисляется максимальное число N_s канально-оцениваемых Узлов B, используя длину преамбулы, число антенн в каждом Узле B и число трактов многолучевого распространения. N_s Узлов B выбираются в соответствии с мощностью приема обслуживающего Узла B и соседних Узлов B, матрицы преамбул Узлов B генерируются для соответствующих выбранных N_s Узлов B, и матрица x_s преамбул множества сот создается посредством объединения матриц N_s Узлов B. Затем выполняется канальная оценка, используя матрицу x_s преамбул множества сот и M сигналов, принятых через M антенн в течение периода приема преамбулы.

В соответствии с еще одним аспектом настоящего изобретения в способе канальной оценки с использованием сигналов преамбулы, принятых от обслуживающего Узла B и соседних Узлов B в UE в широкодиапазонной системе беспроводной связи, где каждый Узел B передает сигнал через N() антенн и UE принимает сигнал через M() антенн, максимальное число N_s канально-оцениваемых Узлов B вычисляется, используя длину A преамбулы, число антенн N в каждом Узле B и число L трактов многолучевого распространения посредством

.

N_s Узлов B выбираются в соответствии с мощностью приема обслуживающего Узла B и соседних Узлов B, и канальная оценка выполняется, используя известную информацию преамбулы, ассоциативно связанную с N_s Узлами B, и сигналы, принятые через M антенн.

Полезные эффекты

В соответствии с настоящим изобретением, как описано выше, использование способа оценки множества сот, в котором исключается межсотовая помеха, обеспечивает более точную канальную оценку и увеличивает производительность демодуляции данных так же, как и в системе связи OFDM.

Описание чертежей

Указанные выше и другие цели, признаки и преимущества настоящего изобретения станут более очевидными из последующего подробного описания, взятого совместно с сопровождающими чертежами, на которых:

фиг.1 - блок-схема, показывающая передатчик, использующий N передающих антенн в системе связи OFDM, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

фиг.2 - блок-схема, показывающая приемник, использующий M приемных антенн, в системе связи OFDM в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

фиг.3 показывает правило передачи преамбулы в соответствии с настоящим изобретением;

фиг.4 показывает функциональный принцип L-фазного средства сдвига, необходимого для генерирования последовательности преамбулы;

фиг.5 - блок-схема, показывающая средство оценки каналов множества сот в приемнике в системе связи MIMO-OFDM в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

фиг.6 - подробная блок-схема, показывающая блок вычисления количества Узлов B, как показано на фиг.5;

фиг.7 - детальная блок-схема, показывающая генератор матрицы преамбул множества сот, как показано на фиг.5;

фиг.8 - детальная блок-схема, показывающая генератор матрицы преамбулы для Узла B #0, как показано на фиг.7;

фиг.9 показывает правило передачи последовательности преамбулы для каждого Узла B, когда суммарное количество обслуживающего Узла B и его соседних Узлов B равно 2, и число передающих антенн равно 4;

фиг.10 показывает функциональный принцип 16-фазовых средств сдвига, как показано на фиг.9;

фиг.11 показывает работу блока вычисления количества Узлов B, когда длина преамбулы равна 128, число передающих антенн равно 4, число трактов многолучевого распространения равно 16 и суммарное количество узлов, среди которых обслуживающий Узел B и его соседние Узлы B, равно 2;

фиг.12 показывает работу генератора матрицы преамбул множества сот, когда число передающих антенн равно 4, суммарное количество обслуживающего Узла B и его соседних Узлов B равно 2 и максимальное число снабжающих Узлов B равно 2;

фиг.13 показывает работу генератора матрицы преамбулы для Узла B#0, когда длина преамбулы равна 128, число передающих антенн равно 4 и число трактов многолучевого распространения равно 16;

фиг.14 показывает работу передатчика, использующего N передающих антенн в системе связи OFDM в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

фиг.15 - блок-схема алгоритма, показывающая работу приемника, использующего M приемных антенн в системе связи OFDM, в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения;

фиг.16 - детальная блок-схема алгоритма, показывающая этап оценки множества сот, как показано на фиг.15;

фиг.17 - детальная блок-схема алгоритма, показывающая этап генерации матрицы преамбул множества сот, как показано на фиг.16;

фиг.18 - детальная блок-схема алгоритма, показывающая этап 1703 генерации матрицы преамбулы Узла B, как показано на фиг.17;

фиг.19 - график, показывающий сравнение производительности между SCMLE (СОМПЕС) (Средство оценки максимального правдоподобия единственной соты) и MCMLE (СОМПМС) (Средство оценки максимального правдоподобия множества сот) в соответствии с суммарным количеством обслуживающего Узла B и соседних Узлов B; и

фиг.20 - график, показывающий другое сравнение производительности между SCMLE и MCMLE в соответствии с суммарным количеством обслуживающего Узла B и соседних Узлов B.

Предпочтительные варианты осуществления изобретения

Предпочтительные варианты осуществления настоящего изобретения будут описаны здесь ниже со ссылкой на сопровождающие чертежи. В последующем описании общеизвестные функции или конструкции не описываются подробно, т.к. они будут затенять изобретение ненужными подробностями.

Настоящее изобретение направлено на устройство и способ выполнения точной канальной оценки посредством исключения межсотовой помехи в приемнике в системе сотовой связи MIMO-OFDM. Хотя последующее описание сделано в контексте системы MIMO-OFDM в качестве примера, будет понятно, что настоящее изобретение применяется для любой системы, страдающей от межсотовой помехи.

Фиг.1 - блок-схема, показывающая передатчик, использующий N передающих антенн в системе связи OFDM в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. На фиг.1 передатчик включает в себя средство 111 отображения в символы, последовательно-параллельный преобразователь 113 (SPC) (ППП), кодер 115 многоантенной передачи, N генераторов 117, 129 последовательностей преамбул, N селекторов 119, 131, N процессоров 121, 133 IFFT, N параллельно-последовательных преобразователей (PSCs) (ППП) 123, 135, N цифро-аналоговых преобразователей (DACs) (ЦАП) 125, 137 и N RF (РЧ; радиочастотных) процессоров 127, 139.

В работе средство 111 отображения в символы кодирует входные биты информации с предопределенной скоростью кодирования и модулирует кодированные биты в соответствии с заранее заданным порядком модуляции. Средство 111 отображения в символы конфигурируется для получения канального кодера и модулятора. Например, канальный кодер является турбо-кодером или сверточным кодером, а модулятор использует QPSK (КФМ) (квадратурную фазовую модуляцию), 8PSK (8-ми PSK), 16QAM (КАМ) (16-квадратурную амплитудную модуляцию) или 64QAM (64-х QAM).

SPC 113 выполняет BxN-точечное последовательно-параллельное преобразование модулированных символов. B является числом поднесущих для доставки данных от каждой передающей антенны, и N является числом передающих антенн. После генерации BxN символов для всех передающих антенн в средстве 111 отображения в символы SPC 113 преобразует символы в параллельное представление.

Кодер 115 многоантенной передачи может быть пространственно-временным кодером, мультиплексором данных или любым другим устройством в соответствии со своими назначениями. В общем, пространственно-временной кодер используется для разнесения передающих антенн, а мультиплексор данных - для увеличения емкости данных. Кодер 115 многоантенной передачи генерирует N антенных сигналов посредством кодирования модулированных символов заранее заданным способом кодирования и затем им выдается N антенных сигналов в селекторы 119, 131, которые сопряжены с соответствующими N антеннами.

Генератор 117 последовательности преамбулы для антенны #0 генерирует заранее заданную последовательность преамбулы под управлением контроллера (не показан), что будет подробно описано со ссылкой на фиг.3.

Селектор 119 выбирает одну из последовательностей преамбулы, принятых от генератора 117 последовательности преамбул, и антенный сигнал, принятый от кодера 115 многоантенной передачи, в соответствии с планированием в данный момент. То есть селектор 119 определяет, передается ли последовательность преамбулы или кодовые символы. В соответствии с результатом принятия решения селектор 119 передает последовательность преамбулы или символы на процессор 121 IFFT для антенны #0.

Процессор 121 IFFT выполняет A-точечное IFFT последовательности преамбулы или символов. А является итоговым числом поднесущих для IFFT и B является числом доступных поднесущих, не включая поднесущие DC (ПП) (преобразованные с понижением частоты) и поднесущие неиспользуемых высокочастотных диапазонов.

PSC 123 принимает циклический префикс (CP) (ЦП) и сигналы IFFT и затем преобразует принятые сигналы в последовательное представление. DAC 125 преобразует цифровой сигнал, принятый из PSC 123, в аналоговый сигнал. Процессор 127 RF, включающий в себя фильтр и ВЧ-тракт, обрабатывает аналоговый сигнал в сигнал RF и затем передает сигнал RF через антенну #0.

Генератор 129 последовательности преамбулы для антенны #(N-1) генерирует заранее определенную последовательность преамбулы под управлением контроллера (не показан). Селектор 131 выбирает последовательность преамбулы, принятую от генератора 129 последовательности преамбулы, или антенный сигнал, принятый от кодера 115 многоантенной передачи, в соответствии с планированием для данного момента. То есть селектор 131 определяет, передавать ли последовательность преамбулы или кодовые символы. В соответствии с результатом принятия решения селектор 131 передает последовательность преамбулы или символы в процессор 133 IFFT для антенны #(N-1).

Процессор 133 IFFT выполняет A-точечное IFFT последовательности преамбулы или символов. Как описано выше, A является итоговым числом поднесущих для IFFT и B является числом доступных поднесущих, не включая поднесущие DC (ПП) (преобразованные с понижением частоты) и поднесущие неиспользуемых высокочастотных диапазонов.

PSC 135 принимает CP и сигналы IFFT и преобразует принятые сигналы в последовательное представление. DAC 137 преобразует цифровой сигнал, принятый от PSC 123, в аналоговый сигнал. Процессор 139 RF, включающий в себя фильтр и ВЧ-тракт, обрабатывает аналоговый сигнал в сигнал RF и затем передает сигнал RF через антенну #(N-1).

Фиг.2 является блок-схемой, показывающей приемник, использующий M приемных антенн, в системе связи OFDM в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. На фиг.2 приемник включает в себя M приемных антенн, M процессоров 201-207 RF (РЧ; радиочастоты), M аналого-цифровых преобразователей (ADC) (АЦП) 203, 209, M SPC (ППП) (последовательно-параллельные преобразователи) 205, 211, M FFT (быстрое преобразование Фурье) процессоров 215, 217, средство 213 оценки каналов множества сот, M выравнивателей 219, 221, декодер 223 приема множеством антенн, PSC (ППП) (параллельно-последовательный преобразователь) 225 и демодулятор 227.

В работе процессор 201 RF обрабатывает сигнал, принятый через антенну #0, через фильтр RF и ВЧ-тракт. ADC 203 преобразует аналоговый сигнал, принятый от процессора 201 RF, в цифровой сигнал. SPC 205 удаляет экземпляры СР (циклический префикс) из цифрового сигнала и преобразует оставшийся сигнал в параллельное представление, т.е. в сигналы y₀(Ax1), как ввод в цифровую часть. Аналогично, SPC 211 выдает цифровые сигналы y_M-1(Ax1) ввода от антенны #(M-1).

Во время приема преамбулы принятые сигналы y₀(Ax1)-y_M-1(Ax1) выдаются на средство 213 оценки множества сот. Средство 213 оценки множества сот оценивает все возможные MxNxL каналы и выдает канальные оценки на выравниватели 219, 221. M является числом приемных антенн, N является числом передающих антенн и L является числом трактов многолучевого распространения. Средство 213 оценки каналов множества сот будет описано позже более подробно со ссылкой на фиг.5.

Во время приема не преамбулы принятые сигналы y₀(Ax1)-y_M-1(Ax1) выдаются на процессоры 215-217 FFT. Процессоры 215-217 выполняют A-точечное FFT принятых сигналов. Выравниватели 219, 221 корректируют сигналы FFT на предмет канального искажения, ассоциативно связанного с соответствующими приемными антеннами, используя канальные оценки.

Декодер 223 приема множеством антенн декодирует канально-компенсированные (скорректированные) сигналы в один поток сигналов в соответствии с заранее заданным правилом. PSC 225 преобразует в последовательное представление параллельные данные, полученные от декодера 223 приема множеством антенн. После этого демодулятор 225 восстанавливает исходный битовый поток информации посредством демодуляции и декодирования последовательных данных заранее заданным способом.

Фиг.3 показывает правило (принцип) передачи преамбулы в соответствии с настоящим изобретением. Правило передачи последовательности преамбулы применяется для N_B Узлов B, включая обслуживающий Узел B и соседние узлы B, причем каждый Узел B использует N передающих антенн. Здесь обслуживающий Узел B называется эталонным Узлом B для генерации последовательностей преамбул.

На фиг.3 эталонный Узел N 301 (Узел B#0) снабжен N генераторами 303-05 последовательностей преамбул. N генераторов 303-305 последовательностей преамбул генерируют различные последовательности преамбул заранее заданным способом. Заранее заданный способ может состоять в том, чтобы выделять различные поднесущие для различных передающих антенн. Например, если N равно 2, для одной антенны конкретная последовательность выделяется для нечетных поднесущих с нулевыми данными на четных поднесущих среди всех поднесущих, в то время как для другой антенны последовательность выделяется для четных поднесущих с нулевыми данными на нечетных поднесущих.

Узел B 307 (Узел B#1) имеет N последовательностей 308, 310 преамбул и N средств 309, 311 L-фазовых сдвигов. N генераторов 308, 310 последовательностей преамбул генерируют те же N последовательностей преамбул, как и в Узле B#0 301. Средства 309, 311 L-фазовых сдвигов затем сдвигают фазы последовательностей преамбул, принятых от соответствующих им генераторов 308, 310 последовательностей преамбул, на L, посредством чего создаются конечные последовательности преамбул. L может быть установлено на длину CP. Использование средств L-фазовых сдвигов является известной технологией для выполнения преамбул Узла B#1 307, являющихся ортогональными для преамбул Узла B#0 301.

Хотя описание настоящего изобретения основывается на предположении использования средств L-фазовых сдвигов, последовательности преамбул могут генерироваться и другим подходящим способом.

Аналогично, Узел B 313 (Узел B#(N_B-1)) имеет N последовательностей 314, 316 преамбул и N средств 315, 317 Lx(N_B-1)-фазовых сдвигов. N генераторов 314, 316 последовательностей преамбул генерируют N таких же последовательностей преамбул, как и в Узле B#0 301. Средства 309, 311 Lx(N_B-1)-фазовых сдвигов затем сдвигают фазы последовательностей преамбул, принятых от соответствующих им генераторов 314, 316 последовательностей преамбул, на Lx(N_B-1), посредством чего создаются окончательные последовательности преамбул.

Фиг.4 показывает принцип работы средств L-фазовых сдвигов, показанных на фиг.3. На фиг.4, после L-фазового сдвига, фаза сигнала [X₀, X₁, ..., X_A-1] частотной области сдвигается в частотной области. Если сигнал, сдвинутый по фазе, подвергается IFFT для получения сигнала временной области, то тогда он является циклически сдвинутым сигналом. Так как ортогональность гарантируется между циклически сдвинутыми сигналами IFFT, обычно средство фазового сдвига используется в частотной области при генерировании последовательностей преамбул.

Фиг.5 является детальной блок-схемой, показывающей средство оценки каналов множества сот в приемнике в системе связи MIMO-OFDM в соответствии с вариантом осуществления настоящего изобретения. На фиг.5 в средстве 213 оценки каналов множества сот, как показано на фиг.2, блок 503 вычисления количества Узлов B вычисляет максимальное число снабжающих (или канально-оцениваемых) Узлов B, N_s. Длина преамбулы является размером IFFT/FFT (или длиной символа OFDM), A в настоящем изобретении. Соответственно, N_s тесно связано с A, что будет описано позже более подробно со ссылкой на фиг.6.

Генератор 505 матриц преамбул множества сот генерирует матрицу x_S преамбул множества сот, соответствующую N_S, для прямого использования при оценке каналов множества сот, которая будет описана позже более подробно со ссылкой на фиг.7.

Генератор 509 матрицы y генерирует матрицу y сигналов, как показано в формуле (1) ниже, посредством объединения сигналов временной области, принятых через приемные антенны, y₀, y₁, ..., y_M-1. Принятые сигналы y₀, y₁, ..., y_M-1 являются выходами SPC 205-211, как показано на фиг.2, принятыми за период времени преамбулы.

y= [y₀, y₁, ..., y_M-1] (1)

Генератор 507 псевдоинверсной матрицы вычисляет псевдоинверсию x_s, .

Умножитель 511 матриц умножает y на , посредством чего создается канальная оценка как показано в формуле (2) ниже, включающая в себя NxMxL значения оценок каналов. В формуле (2) N является числом передающих антенн, M является числом приемных антенн и L является числом множества путей распространения.

(2).

Процессор 513 FFT получает канальные оценки частотной области посредством выполнения A-точечного FFT .

Более конкретно, A-точечный FFT 513 выполняет FFT-обработку L значений канальных оценок и выдает A значений канальных оценок (или значений каналов поднесущих) и повторяет эти операции NxM раз. Соответственно FFT 513 в конечном счете выдает NxMxA значений канальных оценок многолучевого распространения. После этого выдается на выравниватели 219, 221 для канальной коррекции.

В зависимости от того, какой способ канальной оценки используется, канальная оценка может вычисляться посредством умножения псевдоинверсной матрицы или может вычисляться в частотной области. В настоящем изобретении используется способ ML (МП) (максимального правдоподобия), использующий умножение псевдоинверсной матрицы. Настоящее изобретение вычисляет матрицу x_S преамбул множества сот, используя N_S.

Фиг.6 является детальной блок-схемой, показывающей блок 503 вычисления количества Узлов B, как показано на фиг.5. Как описано выше, т.к. длина преамбулы ограничена длиной символа OFDM, т.е. А, число канально-оцениваемых Узлов B также ограничивается. Также настоящее изобретение предполагает канальную среду с множеством путей распространения, такую как MIMO-канальная среда (или многосотовая). Поэтому с учетом всех этих условий N_S вычисляется по формуле (3),

(3)

где А является размером IFFT, т.е. длиной преамбулы, L является числом множества путей, т.е. длиной циклического префикса, N является числом передающих антенн и N_B является числом обслуживающих Узлов B плюс соседние Узлы B.

представляет число канально-оцениваемых Узлов B. L, представляющая максимальный разброс задержки или максимальную длину канала, вычисляется как разность между временем прибытия от самого раннего пути и временем прибытия от самого последнего пути, выраженная числом отсчетов.

В системе OFDM длина CP, выраженная как число отсчетов, обычно определяется с помощью длительности максимального разброса задержки. Настоящее изобретение также предполагает, что L является длиной CP, выраженной числом отсчетов.

Как указано в выражении (3), когда N_B меньше, чем , N_B равно N_S. Однако, когда N_B больше, чем , равно N_S. Это вычисление может выполняться аппаратными средствами, как показано на фиг.6.

На фиг.6 умножитель 601 умножает L на N. Делитель 603 делит A на произведение LxN. Оператор 605 минимального уровня выдает только целую часть от , удаляя дробную часть. Селектор 607 меньшего значения выбирает меньшее из выданных оператором 605 минимального уровня и N_B как N_S.

Фиг.7 является детальной блок-схемой, показывающей генератор 505 матриц преамбул множества сот, как показано на фиг.5. На фиг.7 генератор 701 матриц преамбул для Узла B#0 (обслуживающий Узел B) генерирует матрицу преамбул для Узла B#0,

используя известную информацию преамбул частотной области, связанную со всеми передающими антеннами Узла B#0,

,

которая будет описана позже более подробно со ссылкой на фиг.8.

Генератор 703 матриц преамбул для Узла B#1 генерирует матрицу преамбул для Узла B#1,

используя известную информацию преамбул частотной области, связанную со всеми передающими антеннами Узлами B#1,

.

Аналогично, генератор 705 матрицы преамбулы для Узла B#(N_S-1) генерирует матрицу преамбул для Узла B#(N_S-1),

,

и генератор 709 матрицы преамбулы для Узла B#(N_B-1) генерирует матрицу преамбул для Узла B#(N_B-1),

.

Для увеличения производительности канальной оценки Узел B, для которого выполняется канальная оценка, должен иметь большую мощность, чем другие Узлы B. Поэтому Узлы B индексируются в порядке, выраженном, как показано в формуле (4). В указанном выше примере Узел В#0 является высшим, а Узел B#(N_B-1) является самым низшим по мощности приема.

p⁽⁰⁾≥ p⁽¹⁾≥...≥ (4)

Генератор 711 матрицы снабжающего Узла B затем принимает N_s от блока 503 вычисления количества Узлов B и выбирает N_S матриц преамбул Узлов B, посредством чего генерируется матрица преамбул множества сот

x_S=[x⁽⁰⁾ x⁽¹⁾... ].

Фиг.8 является детальной блок-схемой, показывающей генератор 701 матрицы преамбул для Узла B#0, как показано на фиг.7. На фиг.8 для Узла B#0 (обслуживающий Узел B) А-точечный IFFT 801 генерирует сигнал временной области посредством выполнения IFFT-обработки над сигналом преамбулы для передающей антенны #0. вводится в генератор 825 матрицы преамбул для антенны #0 и в средства 807-811 циклического сдвига.

Средство 807 циклического сдвига циклически сдвигает например, один раз и выдает результирующий сигнал в генератор 825 матриц преамбул для антенны #0. Средство 809 циклического сдвига циклически сдвигает , например, дважды и выдает результирующий сигнал в генератор 825 матриц преамбул для антенны #0. Наконец, средство 811 циклического сдвига циклически сдвигает (L-1) раз и выдает результирующий сигнал в генератор 825 матриц преамбул для антенны #0. Соответственно, сигналы преамбул генерируются для всех трактов для антенны #0.

Генератор 825 матриц преамбул для антенны #0 генерирует матрицу преамбул для антенны #0,

посредством объединения выходных данных от процессора 801 IFFT и средств 807-811 циклического сдвига. Матрица преамбул для антенны #0 показывается в формуле (5),

= (5)

где является значением k^го отсчета преамбулы, переданной от i^ой антенны j^ого Узла B.

Подобно генератор 827 матриц преамбул для антенны #1 генерирует матрицу преамбул для антенны #1,

и выдает ее на средство 831 объединения матриц преамбул антенн. Генератор 829 матриц преамбул для антенны #(N-1) генерирует матрицу преамбул для антенны #(N-1),

и выдает ее на средство 831 объединения матриц преамбул антенн.

Средство 831 объединения матриц преамбул антенн генерирует матрицу преамбул для Узла B#0,

посредством объединения матриц преамбул N антенн, принятых от генераторов 825-829 матриц преамбул N антенн. Генераторы 703-709 матриц преамбул для других Узлов B, как показано на фиг.7, генерируют матрицы преамбул для соответствующих Узлов B таким же образом. Генератор матрицы преамбул для Узла B, как показано на фиг.8, учитывает многолучевое распространение при генерации матрицы преамбул для Узла B. В реальном выполнении генератора матриц преамбул для Узла B UE предварительно запоминает данные отсчетов преамбул Узла B в памяти и циклически сдвигает данные отсчетов преамбул, когда необходимо, посредством чего генерируется матрица преамбул для Узла B.

Для лучшего понимания настоящего изобретения примерное применение будет представлено ниже.

Фиг.9 показывает правило передачи преамбулы для каждого Узла B, когда N_B=2 и N=4. На фиг.9 обслуживающий Узел B 901 (Узел B#0) снабжается четырьмя генераторами 903-905 последовательностей преамбул. Генераторы 903-905 последовательностей преамбул генерируют последовательности преамбул заранее заданным способом. Заранее заданный способ может выделять различные поднесу