Высоковольтный преобразователь постоянного напряжения с фильтрокомпенсирующей цепью и способ управления его выходной мощностью

Высоковольтный преобразователь постоянного напряжения с фильтрокомпенсирующей цепью и способ управления его выходной мощностью

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Заявляемое техническое решение относится к электротехнике, а именно к источникам электропитания, имеющим в своем составе преобразователь постоянного напряжения источника электроэнергии в постоянное напряжение для питания электропотребителей, преимущественно требующих высоковольтного электропитания с напряжением от единиц киловольт до нескольких сотен киловольт при потребляемых мощностях от единиц до нескольких сотен киловатт. Упомянутые источники могут применяться для электропитания: мощных ламповых усилителей в передающей аппаратуре, электронно-лучевых плавильных установок, электрофильтров для осаждения угольной пыли на тепловых станциях, зарядных и других устройств.

Структура преобразователя постоянного напряжения (DC/DC преобразователь) выглядит следующим образом: входной конденсатор - инвертор - повышающий (понижающий) трансформатор - выпрямитель - выходной фильтр.

Обычно преобразователи постоянного напряжения для низких напряжений (приблизительно до 1000 В) выполнены с дросселем, подключенным между выходным выпрямителем и нагрузкой. Это позволяет получить определенные преимущества, например улучшенный гармонический состав напряжения на нагрузке.

Однако для сравнительно высоких напряжений приблизительно от 3 кВ до 30 кВ (а также для более высоких напряжений) применение вышеупомянутой схемы выпрямителя с дросселем сопряжено с рядом сложно решаемых вопросов. Определяющим среди них является вопрос перенапряжений на вентилях выпрямителя. При высокочастотном преобразовании, характерном для преобразователей DC/DC, и высоковольтном исполнении трансформатора (толстая изоляция, приводящая к увеличению паразитных емкостей в трансформаторе) большую роль начинают играть паразитные емкости трансформатора, вызывающие колебательные процессы, сопровождающие каждое переключение ключей входного инвертора. Поскольку выходной дроссель препятствует прохождению высокочастотных колебаний в нагрузку, появляются заметные добавки к напряжению вторичной обмотки трансформатора, т.е. перенапряжения. Особенно это проявляется в режиме прерывистых токов, когда возникает так называемый «звон», вызванный перезарядом паразитной емкости вторичной обмотки трансформатора.

На уровень напряжения на выходном выпрямителе в схеме с выходным дросселем дополнительно влияют также изменения входного сетевого напряжения (прямо пропорционально).

Следует отметить, что в соответствии с нормативными документами для электротехнических устройств с номинальными напряжениями до 1000 В допускаются перенапряжения, равные (1,5...3)-х кратному значению номинального напряжения. Однако с ростом номинального напряжения до нескольких десятков киловольт допустимый уровень перенапряжений существенно понижается, доходя до значения 5%.

Отмеченное обстоятельство побуждает к применению для высоковольтных DC/DC преобразователей схемы с выпрямителем, зашунтированным по выходу емкостью (конденсатором), параллельно которому подключается нагрузка. Это позволяет существенно уменьшить уровень перенапряжений на выпрямителе. Такой выпрямитель с конденсатором, подключенным параллельно выходу, в технической литературе нередко называют «выпрямитель с открытым выходом». Этот термин применяется в дальнейшем в настоящем описании и формуле изобретения.

Известен преобразователь (1) постоянного напряжения, получаемого выпрямлением напряжения промышленной сети, в постоянное высоковольтное напряжение, содержащий мостовой транзисторный инвертор, к выходу которого последовательно с резонансным колебательным LC-контуром подключена первичная обмотка повышающего трансформатора. К вторичной обмотке упомянутого трансформатора подключен выпрямитель с открытым выходом, т.е. выход выпрямителя зашунтирован конденсатором. Преобразователь содержит также систему управления. Недостатком этого устройства являются высокие значения реактивных мощностей элементов резонансного колебательного LC-контура, а также упомянутый выше «звон», вызванный перезарядом паразитной емкости вторичной обмотки трансформатора, возникающий в режиме прерывистых токов.

Известно также техническое решение (2) и его дальнейшее развитие - преобразователь постоянного напряжения (3), содержащий мостовой транзисторный инвертор, к выходу которого последовательно с резонансным колебательным LC-контуром подключена первичная обмотка повышающего трансформатора. К вторичной обмотке упомянутого трансформатора подключен выпрямитель с открытым выходом, т.е. выход выпрямителя зашунтирован конденсатором. Преобразователь содержит также систему управления.

Данное техническое решение (3) является наиболее близким к заявляемому техническому решению по своей сущности и техническому результату.

Недостатком преобразователя постоянного напряжения (3) являются высокие значения реактивных мощностей элементов резонансного колебательного LC-контура, а также большая (более 3) кратность тока (отношение амплитуды тока к среднему за полупериод значению тока), что усложняет и удорожает как узел LC-контура, так и устройство в целом. Кроме того, как будет показано ниже, в известном преобразователе (3) при переключениях транзисторов мостового инвертора в режиме большой мощности нагрузки существуют дополнительные потери в транзисторах, вызванные тем, что их включение происходит на встречно проводящий обратный диод транзистора того же плеча, ток выключения которого, проходя через включаемый транзистор и вызывает упомянутые потери.

Задача, на решение которой направлено заявляемое техническое решение, заключается в уменьшении значения реактивных мощностей элементов LC-контура и кратности тока по отношению к техническому решению (3), уменьшении токовой загрузки элементов преобразователя и потерь в них.

При решении поставленной задачи достигаемый технический результат заключается в уменьшении габаритов резонансного колебательного LC-контура, повышении КПД преобразователя, снижении его стоимости и уровня затрат на текущее эксплуатационное обслуживание, увеличении ресурса работы преобразователя.

В соответствии с предложенным техническим решением указанная задача решается тем, что в известном высоковольтном преобразователе постоянного напряжения, содержащем: инвертор, колебательный резонансный LC-контур, трансформатор, выпрямитель с открытым выходом и устройство управления инвертором, содержащее датчики токов и напряжений; упомянутый инвертор, преобразующий нестабильное, изменяющееся в широких пределах напряжение постоянного тока источника электроэнергии в переменное напряжение повышенной частоты (выходное напряжение инвертора) выполнен, например, по схеме однофазного моста, каждое из двух плеч которого образовано верхним и нижним управляемыми вентилями с обратной проводимостью, например IGBT, подключенными последовательно, причем контакт подключения верхнего и нижнего вентилей первого плеча инвертора образует первый, а аналогичный контакт второго плеча инвертора образует второй вывод переменного тока, предназначенные для подключения элементов колебательного резонансного контура и первичной обмотки упомянутого трансформатора, к вторичной обмотке которого подключен высоковольтный выпрямитель с открытым выходом (выпрямитель с конденсатором, подключенным к выходным клеммам выпрямителя), согласно заявляемому техническому решению индуктивный элемент (L) колебательного резонансного LC-контура подключен последовательно в цепь первичной обмотки упомянутого трансформатора, а емкостной элемент (С) колебательного резонансного LC-контура подключен параллельно вторичной обмотке упомянутого трансформатора;

параметры колебательного резонансного LC-контура таковы, что отношение резонансной частоты (Fres) колебательного резонансного LC-контура к частоте (f) выходного напряжения инвертора составляет 1,8...3, причем значение Fres/f=2 является оптимальным, а отношение волнового сопротивления колебательного резонансного LC-контура к базовому сопротивлению нагрузки находится в пределах 1...1,5, причем базовое сопротивление нагрузки вычисляется как отношение номинального напряжения на нагрузке к номинальному току нагрузки.

В соответствии с предложенным техническим решением указанная задача решается также тем, что в известном способе управления величиной выходной мощности вышеупомянутого высоковольтного преобразователя постоянного напряжения, при котором частота выходного тока поддерживается постоянной и приблизительно равной половине резонансной частоты колебательного резонансного LC-контура, а полупериод выходного тока формируют по методу широтно-импульсной модуляции с использованием состояния рекуперации тока или состояния зануления тока, затем определяют момент спадания выходного тока до нуля, после чего выдерживают токовую паузу и затем формируют следующий полупериод выходного тока, выполняя по симметрии действия, аналогичные вышеописанным для предыдущего полупериода, согласно заявляемому техническому решению полупериод выходного тока инвертора формируют по методу широтно-импульсной модуляции следующим образом: включают верхний вентиль первого плеча и нижний вентиль второго плеча, через промежуток времени, определяемый системой управления в зависимости от требуемого уровня мощности, отключают верхний вентиль первого плеча (или нижний вентиль второго плеча), переводя схему в состояние зануления тока, затем вычисляют длительность токовой паузы, т.е. промежутка времени между началом следующего полупериода выходного тока и моментом спадания выходного тока до нуля, в случае если длительность вычисленной токовой паузы оказывается меньше, чем «мертвое время», то в вычисляемый системой управления момент времени выключают нижний вентиль второго плеча (или верхний вентиль первого плеча), переводя схему в состояние рекуперации для увеличения длительности токовой паузы до заданного значения, и затем формируют следующий полупериод выходного тока, включая верхний вентиль второго плеча и нижний вентиль первого плеча и далее выполняя по симметрии действия, аналогичные вышеописанным для предыдущего полупериода выходного тока.

На фиг.1 представлена электрическая схема преобразователя постоянного напряжения, выполненного в соответствии с United States Patent №4680693 (1) и в соответствии с заявкой WO 2006/079985 А2 (3).

На фиг.2 представлена электрическая схема заявляемого преобразователя постоянного напряжения с фильтрокомпенсирующей цепью.

На фиг.3а, 3b, 3с представлены схемы, иллюстрирующие состояния включения элементов преобразователя, выполненного в соответствии с заявкой WO 2006/079985 А2 (3).

На фиг.4а, 4b, 4с приведены временные диаграммы выходного напряжения и тока инвертора, а также напряжения на конденсаторе резонансного колебательного LC-контура в преобразователе, выполненном в соответствии с заявкой WO 2006/079985 А2 (3).

На фиг.5а, 5b, 5c, 5d представлены временные диаграммы сигналов, управляющих включением и выключением полупроводниковых ключей инвертора, а также временные диаграммы выходного напряжения и тока инвертора, а также напряжения на конденсаторе LC-контура в заявляемом преобразователе с фильтрокомпенсирующей цепью.

На фиг.6а, 6b, 6c, 6d представлены схемы, иллюстрирующие состояния включения элементов и пути протекания токов в заявляемом преобразователе с фильтрокомпенсирующей цепью.

На фиг. 7а и 7b представлены два из множества возможных вариантов выполнения преобразователя с фильтрокомпенсирующей цепью.

Ниже приведена краткая характеристика устройства и работы преобразователя, выполненного в соответствии с заявкой WO 2006/079985 А2 (3).

Схема преобразователя постоянного напряжения, выполненного в соответствии с техническим решением (3) представлена на фиг.1.

Преобразователь постоянного напряжения источника электроэнергии в постоянное напряжение для питания электропотребителей, выполненный в соответствии с техническим предложением (3), включает в себя: устройство для преобразования постоянного напряжения источника электроэнергии в переменное напряжение повышенной частоты f, содержащее мостовой инвертор 1, выполненный по схеме однофазного моста, каждое из двух плеч которого образовано верхним и нижним управляемыми вентилями с обратной проводимостью, например IGBT, подключенными последовательно. На фиг.1 вентили инвертора представлены в виде полупроводниковых ключей (транзисторов) 2, 3, 4 и 5. К выводам постоянного тока «-» и «+» инвертора 1, предназначенным для подключения к упомянутому источнику электроэнергии, подключен конденсатор 6 фильтра. К выводам переменного тока инвертора 1 последовательно с резонансным колебательным LC-контуром, состоящим из дросселя 7 (индуктивный элемент) и конденсатора 8 (емкостной элемент), подключена первичная обмотка трансформатора 9. К вторичной обмотке трансформатора 9 подключен высоковольтный мостовой выпрямитель 10 с открытым выходом, состоящий из вентилей 11, 12, 13, 14 и выходного фильтрующего конденсатора 15, подключенного к выходам постоянного тока выпрямителя 10.

Каждый из вентилей 11, 12, 13, 14 может состоять из нескольких полупроводниковых диодов, соединенных соответственно значению выходного напряжения (как правило, последовательно). Конденсатор 15 также может быть образован соответствующим подключением нескольких конденсаторов. В схеме имеются устройства управления (на схеме не показаны). Схема спроектирована и работает таким образом, что колебательный резонансный LC-контур, настроен на частоту второй гармоники вышеупомянутой повышенной частоты f.

При работе инвертора 1 с подключенной к нему цепью, состоящей из последовательно соединенных дросселя 7, конденсатора 8 (резонансный колебательный LC-контур) и первичной обмотки трансформатора 9, в соответствии с техническими решениями (2) и (3), для формирования тока I первичной обмотки трансформатора 9 используются три состояния включения элементов инвертора 1.

Первое состояние, условно назовем его «проводящее состояние» (см. фиг.3а), предполагает включение ключей 2 и 4 (проводящее состояние) для положительной полуволны среднего значения тока I первичной обмотки трансформатора 9 и ключей 3 и 5 для отрицательной полуволны среднего значения тока I первичной обмотки трансформатора 9. Отмеченное состояние представлено на временной диаграмме фиг.4а и 4b и занимает отрезок времени Т1 на полупериоде, равном 1/(2·f), соответствующем частоте f переключения ключевых элементов инвертора 1.

Второе состояние, условно назовем его «состояние рекуперации тока» (см. фиг.3b), реализуется при выключении ключей 2 и 4 для положительной полуволны тока I (или 3 и 5 для отрицательной полуволны тока I). Ему соответствует отрезок времени Т2 на фиг.4а. Ток I первичной обмотки трансформатора 9 в этом состоянии заряжает конденсатор 6, проходя через обратные диоды транзисторов 3 и 5 для положительной полуволны тока I (или через обратные диоды транзисторов 2 и 4 для отрицательной полуволны тока I).

Третье состояние, условно назовем его «состояние зануления тока» (ему соответствует отрезок времени Т2 на фиг.4b), возникает при выключении одного из транзисторов, например, транзистора 2. Поскольку в инверторе 1 преобразователя, выполненного в соответствии с техническими решениями (2) и (3), ток в течение полупериода носит колебательный характер, для обеспечения протекания тока в отрицательном направлении через некоторое время после выключения транзистора 2 включают транзистор 3. Контур тока при его положительном направлении показан на фиг.3с. Ток проходит через транзистор 4 и обратный диод транзистора 3. Контур тока при его отрицательном направлении (на фиг.3с не показано) совпадает с контуром тока при его положительном направлении с тем отличием, что ток проходит через транзистор 3 и обратный диод транзистора 4.

В соответствии с техническими решениями (2) и (3) при работе мостового инвертора 1 с изменяемой выходной мощностью используются различные сочетания вышеуказанных состояний. На фиг.4а, 4b, 4с приведены временные диаграммы выходного напряжения Uab и тока I инвертора 1, а также напряжения Uc на конденсаторе 8 в режимах с различным уровнем выходной мощности преобразователя.

В режиме небольшой выходной мощности регулируют длительность проводящего состояния Т1 ключей 2 и 4 (или 3 и 5). Так, например, на фиг.4а в конце отрезка времени Т1 ключи 2 и 4 (или 3 и 5 для отрицательной полуволны) выключают. Начинается состояние рекуперации с длительностью Т2. Ток I первичной обмотки трансформатора 9 в этом состоянии, спадая, заряжает конденсатор 6, проходя через обратные диоды транзисторов 3 и 5 для положительной полуволны тока I (или через обратные диоды транзисторов 2 и 4 для отрицательной полуволны тока I). В момент перехода тока I через нулевое значение начинается состояние рекуперации при обратном направлении тока I (вследствие колебательности процесса) с длительностью Т3. В этом состоянии ток I имеет форму полусинусоиды и проходит через обратные диоды транзисторов 2 и 4 (или 3 и 5 для отрицательной полуволны). В конце интервала Т3 ток I спадает до нуля и полупериод заканчивается токовой паузой длительностью Т4. Аналогичные процессы происходят в другом полупериоде, отличаясь обратной полярностью.

Во всех подобных режимах (при небольшой выходной мощности) регулируют длительность проводящего состояния Т1 ключей 2 и 4 (или 3 и 5) при неизменной частоте f переключения ключевых элементов инвертора 1, приблизительно равной половине резонансной частоты LC-контура.

В фазе Т2 вместо состояния рекуперации (как на фиг.4а) может использоваться состояние зануления как это представлено на фиг.4b.

При работе мостового инвертора 1 с большим уровнем выходной мощности в соответствии с техническими решениями (2) и (3) длительность проводящего состояния Т1 ключей 2 и 4 (или 3 и 5) поддерживают максимальной, а уровень выходной мощности регулируют изменением частоты f. На фиг.4с приведены временные диаграммы выходного напряжения Uab и тока I инвертора 1, а также напряжения Uc на конденсаторе 8 в режиме с большим уровнем выходной мощности преобразователя. На фиг.4с показаны два полупериода выходного тока I инвертора 1, причем положительный полупериод тока обеспечивается включением ключей 2 и 4, а отрицательный - включением ключей 3 и 5. Как видно из фиг.4с в конце положительного полупериода тока I инвертора 1 формирование отрицательного полупериода тока I инвертора 1 (т.е. включение ключей 3 и 5) начинается в момент, когда в пределах положительного полупериода ток I имеет отрицательное значение. Это означает, что непосредственно перед включением ключей 3 и 5 (или одного из них) ток I в инверторе 1 протекает (см. фиг.1 и 3, причем на фиг.3 показан путь протекания положительных токов) через обратные диоды транзисторных ключей 2 и 4 (если используется состояние рекуперации тока) или через диод транзисторного ключа 2 и транзистор 5 или через диод транзисторного ключа 4 и транзистор 3 (если используется состояние зануления тока). При последующем включении транзисторов 3 и 5 (или одного из них), необходимом для формирования отрицательного полупериода тока I инвертора 1, происходит включение транзистора 3 на проводящий обратный диод транзистора 2 и включение транзистора 5 на проводящий обратный диод транзистора 4 этого же плеча, т.е. при включении транзистора через него протекает ток выключения (обратный ток) диода. Это вызывает появление дополнительных потерь при включении ("ON") транзисторов, что ухудшает КПД устройства.

Недостатком технического решения (3) также является то, что в течение каждого полупериода 1/(2·f), соответствующего частоте f переключения ключевых элементов инвертора 1, кривая выходного тока I инвертора 1 наряду с положительной полуволной содержит также и отрицательную полуволну. Для обеспечения необходимого уровня среднего за полупериод значения тока I положительная полуволна должна содержать составляющую, компенсирующую действие отрицательной полуволны. Это имеет следствием повышенную токовую загрузку полупроводниковых ключей 2, 3, 4, 5 и повышенное значение реактивной мощности, проходящей по элементам 7 и 8 LC-контура. Кроме того, как видно из диаграмм на фиг.4, в конце положительной полуволны тока I имеет место подъем напряжения Uc на конденсаторе 8, вследствие колебательного процесса в LC-контуре.

Дополнительные потери, повышенные значения токов, напряжений и мощностей в ключевых элементах 2, 3, 4, 5 инвертора 1 и элементах 7 и 8 резонансного LC-контура приводят к необходимости увеличивать их установленные мощности, что отрицательно сказывается на массогабаритных и стоимостных показателях преобразователя.

Преодолению указанных недостатков способствует заявляемое техническое решение.

Устройство заявляемого технического решения в его статическом состоянии может быть описано по схеме на фиг.2. Как видно из сопоставления схем на фиг.1 и 2, основным и, как показано ниже, существенным отличием заявляемого технического решения является подключение конденсатора 8 колебательного резонансного LC-контура параллельно вторичной обмотке трансформатора 9. При таком подключении эффективно устраняется возможность возникновения высокочастотных колебаний произвольной частоты и амплитуды - «звона», поскольку параллельно небольшой паразитной емкости 16 (на фиг.1), величина которой зависит от состояния изоляции трансформатора 9 подключается большая емкость конденсатора 8, определяющая режим работы цепи вторичной обмотки трансформатора 9. В этом случае, как показано ниже, LC-контур может быть охарактеризован термином «фильтрокомпенсирующая цепь». Кроме того, существенной особенностью заявляемого технического решения является то, что параметры колебательного резонансного LC-контура таковы, что оптимальное значение его резонансной частоты равно частоте второй гармоники вышеупомянутого переменного напряжения повышенной частоты, а волновое сопротивление колебательного резонансного LC-контура обеспечивает протекание номинального тока нагрузки при минимальном напряжении источника электроэнергии.

Работа заявляемого преобразователя с фильтрокомпенсирующей цепью иллюстрируется при помощи фиг.5 и 6. На фиг.5 представлены временные диаграммы сигналов g2, g3, g4, g5, управляющих включением и выключением соответствующих полупроводниковых ключей 2, 3, 4, 5 инвертора 1 (фиг.5а и 5с), а также временные диаграммы выходного напряжения Uab и тока I инвертора 1, а также напряжения Uc на конденсаторе 8. На фиг.6а, 6b, 6с, 6d представлены схемы, иллюстрирующие состояния включения элементов и пути протекания токов в преобразователе.

В заявляемом преобразователе с фильтрокомпенсирующей цепью состояния включения элементов инвертора подобны таковым в инверторе технического решения (3), однако электромагнитные процессы отличаются.

Заявляемое устройство работает следующим образом. Полупроводниковые ключи инвертора 1 работают на частоте f ниже резонансной частоты LC-контура. Частота f равна приблизительно половине резонансной частоты LC-контура. В начале полупериода, равного 1/(2·f), открываются транзисторы (например, 2 и 4) инвертора 1 (интервал t1 на фиг.5b, 5d). Происходит возрастание тока I инвертора 1 и накопление энергии в дросселе 7. В начале интервала t1 ток возрастает форсированно вследствие того, что напряжение конденсатора 8, до которого он зарядился в конце предыдущего периода, совпадает по знаку с входным напряжением. Конденсатор 8 перезаряжается. При этом напряжение на нем меньше выходного напряжения выпрямителя 10, определяемого конденсатором 15, и диоды 11, 12, 13 и 14 выпрямителя 10 закрыты. Контуры протекания токов в преобразователе для интервала времени t1 изображены на фиг.6а. В конце интервала времени t1 напряжение на конденсаторе 8 становится равным (немного больше на величину падения на диодах выпрямителя 10) выходному (напряжению на конденсаторе 15). Соответствующие знаку напряжения на конденсаторе 8 диоды выпрямителя 10 открываются и ток проходит в нагрузку. В продолжение интервала времени t2 ток I инвертора 1 остается постоянным или несколько возрастает (см. фиг.5b, 5d) в зависимости от принятых расчетных параметров схемы. Соответственно энергия, запасенная в дросселе 7, остается постоянной или возрастает. Контуры протекания токов в преобразователе для интервала времени t2 изображены на фиг.6b. В конце интервала времени t2 один из транзисторов (например, транзистор 2) выключается, схема переходит в состояние зануления тока, которое продолжается в течение интервала времени t3 (см. фиг.5b, 5d). Контуры протекания токов в преобразователе для интервала времени t3 изображены на фиг.6с. Энергия в нагрузку поступает за счет энергии, запасенной в дросселе 7.

В зависимости от режима работы преобразователя, определяемого уровнем мощности нагрузки, возможен режим прерывистых токов или граничный режим.

В начале интервала t3 схема переводится в состояние зануления тока, затем система управления, действуя по методу «условного прогноза рассогласования» (а.с. СССР №1480066, 15.05.89, Бюл. №18), определяет длительность интервала времени t4, в течение которого ток I инвертора 1 должен спасть до нуля (см. фиг.5d), с тем, чтобы в конце периода осталось «мертвое время» для исключения режима сквозного замыкания плеча инвертора 1.

При малой выходной мощности в начале интервала t3 схема переводится в состояние зануления тока, которое сохраняется до конца интервала t3, ток I инвертора 1 спадает до нуля и возникает пауза тока I длительностью t4 (см. фиг.5b), значительно превосходящая по длительности «мертвое время» (режим прерывистых токов).

При значительной выходной мощности, если система управления определяет, что интервал времени t4 окажется слишком велик и не останется запаса на «мертвое время», то система управления вычисляет момент времени, в который схема должна быть переведена в состояние рекуперации и в этот момент выключает все транзисторы. Это приводит к более резкому спаданию тока I и сокращению интервала времени t4, что позволяет обеспечить запас времени («мертвое время») на выключение полупроводниковых ключей, формирующих предшествующий полупериод тока I перед включением полупроводниковых ключей, формирующих последующий полупериод тока I. На фиг.5d интервал времени, соответствующий мертвому времени, не показан.

Контуры протекания токов в преобразователе для интервала времени t4 изображены на фиг.6d.

Аналогичные процессы происходят в другом полупериоде, отличаясь обратной полярностью.

Как видно из фиг.5b и 5d на протяжении полупериода исключается смена направления протекания тока I инвертора 1 и перезаряд конденсатора 8. Это обеспечивает существенное уменьшение значений токов, напряжений и мощностей в ключевых элементах 2, 3, 4, 5 инвертора 1 и элементах 7 и 8 резонансного LC-контура в сравнении с техническим решением (3).

В предложенном техническом решении исключены случаи включения какого-либо транзистора инвертора 1 на проводящий навстречу ему диод, как это имеет место в известном техническом решении (3).

Таким образом, предложенный преобразователь с фильтрокомпенсирующей цепью позволяет существенно уменьшить установленные мощности элементов преобразователя и, как следствие, уменьшить массогабаритные и стоимостные показатели преобразователя.

Для конкретных применений схема преобразователя с фильтрокомпенсирующей цепью, представленная на фиг.2, в зависимости от значений выходного напряжения и мощности может быть модифицирована в различных вариантах. В зависимости от мощности может применяться различное число инверторов 1 с дросселями 7 и трансформаторов 9. В зависимости от требуемого выходного напряжения может варьироваться количество выпрямителей 10 с открытым выходом, соединенных последовательно и соответственно варьироваться количество вторичных обмоток трансформаторов 9 с форсирующими емкостями 8. Также может изменяться схема выпрямителя 10 с открытым выходом: мостовой выпрямитель (как на фиг.2), выпрямитель по схеме удвоения, учетверения и т.д. Два из множества упомянутых вариантов выполнения преобразователя с фильтрокомпенсирующей цепью представлены на фиг.7а и b.

Источники информации

1. United States Patent №4680693, Jul., 14, 1987, Int. Cl. ⁴H02P 13/20. US С1. 363/98, 363/132. Continuous high DC voltage supply particularly for an X-ray e mitter tube. (Источник непрерывного постоянного высоковольтного напряжения преимущественно для рентгеновской трубки).

2. Заявка WO 01/37416 А2, (43) International Publication Date 25 May 2001, Int. C1. ⁷H02M 7/00, Power supply unit including an inverter (Источник электропитания, включающий в себя инвертор).

3. Заявка WO 2006/079985 А2, (43) International Publication Date 3 August 2006, (51) Int. Patent Classification: Not classified, Power supply and method for operating a power supply (Источник электропитания и способ управления им).

1. Высоковольтный преобразователь постоянного напряжения, содержащий: инвертор, колебательный резонансный LC-контур, трансформатор, выпрямитель с открытым выходом и устройство управления инвертором, содержащее датчики токов и напряжений; упомянутый инвертор, преобразующий нестабильное, изменяющееся в широких пределах напряжение постоянного тока источника электроэнергии в переменное напряжение повышенной частоты (выходное напряжение инвертора) выполнен, например, по схеме однофазного моста, каждое из двух плеч которого образовано верхним и нижним управляемыми вентилями с обратной проводимостью, например IGBT, подключенными последовательно, причем контакт подключения верхнего и нижнего вентилей первого плеча инвертора образует первый, а аналогичный контакт второго плеча инвертора образует второй выводы переменного тока, предназначенные для подключения элементов колебательного резонансного контура и первичной обмотки упомянутого трансформатора, к вторичной обмотке которого подключен высоковольтный выпрямитель с открытым выходом (выпрямитель с конденсатором, подключенным к выходным клеммам выпрямителя), отличающийся тем, что индуктивный элемент (L) колебательного резонансного LC-контура подключен последовательно в цепь первичной обмотки упомянутого трансформатора, а емкостной элемент (С) колебательного резонансного LC-контура подключен параллельно вторичной обмотке упомянутого трансформатора; параметры колебательного резонансного LC-контура таковы, что отношение резонансной частоты (Fres) колебательного резонансного LC-контура к частоте (f) выходного напряжения инвертора составляет 1,8...3, причем значение Fres/f=2 является оптимальным, а отношение волнового сопротивления колебательного резонансного LC-контура к базовому сопротивлению нагрузки находится в пределах 1...1,5, причем базовое сопротивление нагрузки вычисляется как отношение номинального напряжения на нагрузке к номинальному току нагрузки.

2. Способ управления величиной выходной мощности высоковольтного преобразователя постоянного напряжения по п.1, при котором частота выходного тока поддерживается постоянной и приблизительно равной половине резонансной частоты колебательного резонансного LC-контура, а полупериод выходного тока формируют по методу широтно-импульсной модуляции с использованием состояния рекуперации тока или состояния зануления тока, затем определяют момент спадания выходного тока до нуля, после чего выдерживают токовую паузу и затем формируют следующий полупериод выходного тока, выполняя по симметрии действия аналогичные вышеописанным для предыдущего полупериода, отличающийся тем, что полупериод выходного тока инвертора формируют по методу широтно-импульсной модуляции следующим образом: включают верхний вентиль первого плеча и нижний вентиль второго плеча, через промежуток времени, определяемый системой управления в зависимости от требуемого уровня мощности, отключают верхний вентиль первого плеча (или нижний вентиль второго плеча), переводя схему в состояние зануления тока, затем вычисляют длительность токовой паузы, т.е. промежутка времени между началом следующего полупериода выходного тока и моментом спадания выходного тока до нуля, в случае если длительность вычисленной токовой паузы оказывается меньше, чем «мертвое время», то в вычисляемый системой управления момент времени выключают нижний вентиль второго плеча (или верхний вентиль первого плеча), переводя схему в состояние рекуперации для увеличения длительности токовой паузы до заданного значения, и затем формируют следующий полупериод выходного тока, включая верхний вентиль второго плеча и нижний вентиль первого плеча и далее выполняя по симметрии действия, аналогичные вышеописанным для предыдущего полупериода выходного тока.