Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи

Оптимизация оценки канала для множественных режимов передачи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

По настоящей заявке испрашивается приоритет в соответствии с предварительной заявкой на патент № 60/657835, озаглавленной "CHANNEL ESTIMATION FOR A MULTI-MODE OFDM COMMUNICATION SYSTEM WITH INACTIVE SUBBANDS", зарегистрированной 1 марта 2005, переданной правопреемнику настоящей заявки и в прямой форме включенной здесь в качестве ссылки.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение в основном относится к передаче данных и более конкретно к методам оптимизации оценивания канала в системе связи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), поддерживающей многочисленные режимы связи.

Уровень техники

Метод OFDM представляет собой метод модуляции многих несущих, который эффективно разделяет всю ширину полосы системы на множественные (N) ортогональные поддиапазоны. Эти поддиапазоны также могут упоминаться как тона, поднесущие, элементы разрешения и частотные каналы. С применением OFDM каждый поддиапазон ассоциируется с соответствующей поднесущей, которая может быть модулирована данными.

В системе беспроводной связи радиочастотный (RF, РЧ) модулированный сигнал может проходить по нескольким путям прохождения сигнала от передатчика к приемнику. Если пути сигнала имеют различные задержки, то принятый в приемнике сигнал мог бы включать в себя многочисленные примеры переданного сигнала с различными коэффициентами усиления и задержками. Эта временная дисперсия в радиоканале вызывает частотно избирательное затухание, которое характеризуется частотным откликом, который варьируется по ширине полосы системы. Таким образом, для OFDM системы N поддиапазонов могут иметь дело с различными эффективными каналами и, следовательно, могут быть ассоциированы с различными составными коэффициентами усиления каналов.

Обычно для того чтобы эффективно принимать данные на доступных поддиапазонах, необходима точная оценка радиоканала между передатчиком и приемником. Оценивание канала обычно выполняется посредством отправления контрольного сигнала из передатчика и посредством измерения контрольного сигнала в приемнике. Контрольный сигнал обычно составляется из символов модуляции, которые априори известны для приемника. Приемник может оценивать частотный отклик как отношение символа принятого контрольного сигнала к символу переданного контрольного сигнала и может определять это отношение для каждого поддиапазона, используемого для передачи контрольного сигнала.

В OFDM системе передача контрольного сигнала представляет собой служебные данные. Таким образом, желательно минимизировать передачу контрольного сигнала до возможной степени. Это может быть достигнуто посредством отправления символов контрольного сигнала на подмножестве N полных поддиапазонов и посредством использования упомянутых символов контрольного сигнала для выведения оценок для всех нужных поддиапазонов. Как описано ниже, вычисление для выведения оценок канала может быть большим для некоторых систем, таких как, например, (1) спектрально сформированная система, которая не передает данные/контрольный сигнал вблизи краев полосы, и (2) система, которая не может передавать данные/контрольный сигнал на некоторых поддиапазонах (например, нулевой поддиапазон или DC поддиапазон). Поэтому в уровне техники существует необходимость эффективной оценки отклика канала для этих систем.

Сущность изобретения

Здесь обсуждаются методы эффективного получения, по меньшей мере, одной оценки частотного отклика для радиоканала с множественным доступом в OFDM системе с неактивными поддиапазонами. Указанные методы могут быть использованы для OFDM системы, которая передает контрольный сигнал на поддиапазонах, которые неравномерно распределены на N полных поддиапазонах. Примером такой системы является спектрально сформированная OFDM система, в которой для передачи данных/контрольного сигнала используются только M поддиапазонов, которые центрированы среди N полных поддиапазонов, и остальные N - M поддиапазонов на двух краях полосы не используются и служат как защитные поддиапазоны. Таким образом, неактивные поддиапазоны могут представлять собой защитные поддиапазоны, DC поддиапазон и т.п.

Для оценки канала исходная оценка частотного отклика получается для первого набора P равномерно расположенных поддиапазонов, основываясь, например, на контрольных символах, принятых на втором наборе поддиапазонов, используемых для передачи контрольного сигнала, где P - целое число, которое представляет собой два в некоторой степени. Первый набор включает в себя, по меньшей мере, один поддиапазон, который не входит во второй набор (например, контрольные поддиапазоны среди защитных поддиапазонов). Более того, поддиапазоны в первом наборе равномерно разнесены N/P поддиапазонами. Для получения начальной оценки частотного отклика могут быть использованы экстраполяция и/или интерполяция.

Затем выводится оценка импульсной характеристики временного канала для радиоканала, основываясь на начальной оценке частотного отклика, например, путем выполнения обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT) на P точках. Затем, основываясь на оценке импульсной характеристики канала, выводится окончательная оценка частотного отклика для N полных поддиапазонов для каждого режима в пределах каждого OFDM символа. Такая процедура может быть реализована, например, посредством (1) установки отметок низкого качества в оценке импульсной характеристики канала на ноль и сохранения остальных отметок, (2) заполнения пробелами оценки импульсной характеристики канала до длины N, (3) установки на ноль отметок в импульсной характеристике канала, соответствующей временной задержке большей, чем некоторый предопределенный разброс задержки, и (4) выполнения быстрого преобразования Фурье (FFT) на N точках на обработанной оценке импульсной характеристики канала для получения окончательной оценки частотного отклика.

Выбор порога и усечение импульсной характеристики канала может варьироваться в зависимости от режима поддиапазонов данных, для которых генерируется оценка канала. Таким образом, одна и та же импульсная характеристика канала может генерировать различные окончательные оценки частотного отклика, которые варьируются, основываясь на режиме поддиапазонов данных. Оценки импульсной характеристики канала или оценки частотного отклика для множественных OFDM символов могут фильтроваться для каждого режима с целью получения оценки для радиоканала более высокого качества.

Краткое описание чертежей

В дальнейшем изобретение поясняется описанием конкретных вариантов его осуществления со ссылками на сопровождающие чертежи, на которых повсюду подобные элементы обозначены одинаковыми номерами позиций и на которых:

фиг.1 изображает иллюстративную структуру поддиапазонов для OFDM системы,

фиг.2 изображает схему передачи контрольного сигнала, которая может быть использована для получения оценки частотного отклика радиоканала,

фиг.3 изображает схему равномерной передачи контрольного сигнала, которая может упростить вычисление для оценки импульсной характеристики канала и быть использована для получения среднеквадратической оценки частотного отклика радиоканала,

фиг.4 изображает схему равномерной передачи контрольного сигнала для спектрально сформированной OFDM системы,

фиг.5 и 6 изображают процедурные схемы для получения оценки частотного отклика для каждого режима в пределах каждого OFDM символа радиоканала в спектрально сформированной OFDM системе,

фиг.7 изображает упрощенную функциональную блок схему точки доступа и терминала в OFDM системе,

фиг.8 изображает упрощенную функциональную блок схему варианта осуществления OFDM приемника, имеющего оптимизированную обработку оценки канала,

фиг.9 изображает упрощенную функциональную блок схему процесса оптимизированного оценивания канала.

Подробное описание предпочтительных вариантов осуществления изобретения

Слово "иллюстративный" используется здесь для обозначения понятия "служащий в качестве примера, случая или иллюстрации". Любой вариант осуществления или схему, описанную здесь в качестве иллюстративной, необязательно трактовать как предпочтительную или преимущественную над другими вариантами осуществления или схемами.

Фиг.1 изображает иллюстративную структуру 100 поддиапазонов, которая может быть использована для OFDM системы. OFDM система имеет полную ширину полосы системы BW МГц, которая разделяется на N ортогональных поддиапазонов с использованием OFDM метода. Каждый поддиапазон имеет ширину полосы BW/N МГц. В спектрально сформированной OFDM системе для передачи данных/контрольного сигнала используются только M из N полных поддиапазонов, где M<N. Остальные N-M поддиапазонов не используются для передачи данных/контрольного сигнала и служат как защитные поддиапазоны, чтобы позволить OFDM системе удовлетворять требованиям спектральной маски. M используемых поддиапазонов включают в себя поддиапазоны с F по F+M-1 и обычно центрированы среди N полных поддиапазонов.

N поддиапазонов системы OFDM могут испытывать различные условия канала (например, различные эффекты затухания и многолучевого распространения) и могут быть ассоциированы с различными составными коэффициентами усиления каналов. Для точной оценки отклика канала обычно необходимо обрабатывать (например, демодулировать и декодировать) данные в приемнике.

Радиоканал в OFDM системе можно охарактеризовать либо импульсной характеристикой канала во временной области, h _Nxl, либо соответствующим частотным откликом канала в частотной области, H _Nxl. Здесь используются термины, которые согласуются с известной терминологией, а именно "импульсная характеристика канала" является откликом канала во временной области и "частотный отклик канала" является откликом канала в частотной области. Частотный отклик канала, H _Nxl, представляет собой дискретное преобразование Фурье (DFT, ДПФ) импульсной характеристики канала, h _Nxl. Это соотношение может быть выражено в матричной форме следующим образом:

где h _Nxl представляет собой N×1 вектор для импульсной характеристики радиоканала между передатчиком и приемником в OFDM системе;

H _Nxl представляет собой N×1 вектор для частотного отклика радиоканала; и

W _NxN представляет собой N×N ДПФ матрицу, используемую для выполнения ДПФ на векторе h _Nxl для получения вектора H _Nxl.

ДПФ матрица W _NxN определяется так, что (n,m)-й ввод данных задается следующим образом:

где n - индекс строки и m - индекс столбца.

Импульсная характеристика радиоканала может быть охарактеризована L отметками, где L обычно меньше числа полных поддиапазонов (то есть, L<N). То есть если в радиоканал передатчиком вносится некоторый импульс, то чтобы охарактеризовать отклик радиоканала, основываясь на этом импульсном входном сигнале, было бы достаточно L выборок во временной области (на частоте дискретизации BW МГц). Число отметок (L) для импульсной характеристики канала зависит от разброса задержки системы, который представляет собой временную разность между самым ранним и самым поздним моментами прибытия на приемник сигнала достаточной энергии. Более длинный разброс задержки соответствует более высокому значению L, и наоборот. Вектор h _Nxl включает в себя один ввод данных для каждой отметки импульсной характеристики канала. Для разброса задержки L первые L вводов данных вектора h _Nxl могут содержать ненулевые значения и все остальные N-L вводов данных являются нулями или другими несущественными значениями.

Из-за того что для точной оценки импульсной характеристики канала необходимо только L отметок, частотный отклик H _Nxl канала лежит в подпространстве размерностью L (вместо N). Таким образом, частотный отклик радиоканала может быть полностью охарактеризован, основываясь на оценках коэффициента усиления канала лишь для L правильно выбранных поддиапазонов вместо всех N поддиапазонов. Даже если доступны оценки коэффициента усиления канала для более чем L поддиапазонов, может быть получена улучшенная оценка частотного отклика радиоканала путем подавления шумовых составляющих вне этого подпространства.

В одном варианте осуществления от импульсной характеристики канала с N отметками может быть усечено N-L отметок, соответствующих самым длинным задержкам, почти без ухудшения импульсной характеристики канала. Размерность импульсной характеристики канала может поддерживаться на N посредством установки N-L отметок канала на нулевое или некоторое другое несущественное значение. Таким образом, в контексте импульсной характеристики канала термин усечение относится к установке несущественного значения отметок канала вне предопределенного разброса задержки.

Фиг.2 изображает схему 200 передачи контрольного сигнала, которая может быть использована для получения оценки частотного отклика радиоканала в OFDM системе. Контрольный символ передается на каждом из P контрольных поддиапазонов, где в основном L<P<M. Контрольные поддиапазоны распределяются среди M используемых поддиапазонов и имеют индексы с s_l по s_p. Обычно число контрольных поддиапазонов намного меньше числа используемых поддиапазонов (то есть P<M). Остальные используемые поддиапазоны могут использоваться для передачи данных, определенных пользователем, служебных данных и так далее.

M-P поддиапазонов могут быть использованы для поддержки линии связи с одним пользователем или множественных линий связи, соответствующих многим пользователям. Дополнительно, каждый из поддиапазонов может мультиплексироваться для поддержки многочисленных пользователей или множественных линий передачи данных. В одном варианте осуществления для некоторой линии связи может быть выделено подмножество M-P поддиапазонов.

M-P поддиапазоны могут быть выделены в виде наборов по существу равных поддиапазонов, причем поддиапазоны в пределах некоторого набора поддиапазонов действуют в одинаковом режиме. Например, M-P поддиапазонов может быть выделено для любого из Q предопределенных наборов поддиапазонов, причем каждый из Q наборов поддиапазонов имеет по существу одинаковое число поддиапазонов.

Поддиапазоны, выделенные для конкретного набора поддиапазонов, могут функционировать в одинаковом режиме из Q наборов поддиапазонов. Например, каждая из поднесущих, соответствующих поддиапазонам в наборе поддиапазонов, может быть модулирована одним и тем же типом модуляции, иметь по существу одинаковую скорость передачи данных, иметь данные, закодированные одинаковыми типами кодеров, частотой кодирования, типом многослойной модуляции, или совместно использовать какой-то другой параметр передачи сигнала или комбинацию параметров.

В одном варианте осуществления каждый режим может относиться к конкретной комбинации частоты кодера и типа модуляции. Например, каждый из наборов поддиапазонов может быть сконфигурирован согласно одному из одиннадцати раздельных режимов, которые включают в себя особенную комбинацию типа модуляции, типа кодера и частоты кодирования. Режимы включают в себя: квадратурную фазовую манипуляцию (QPSK), турбокод с частотой 1/3; QPSK, турбокод с частотой 1/2; 16 квадратурную амплитудную модуляцию (QAM), турбокод с частотой 1/3; 16 QAM, турбокод с частотой 1/2; 16 QAM, турбокод с частотой 2/3; QPSK, турбокод с частотой 1/5; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 4, турбокод с частотой 1/3; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 4, турбокод с частотой 1/2; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 4, турбокод с частотой 2/3; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 6,25, турбокод с частотой 1/3; многослойную QPSK, энергетический коэффициент 6,25, турбокод с частотой 1/2; и многослойную QPSK, энергетический коэффициент 6,25, турбокод с частотой 2/3. Термин энергетический коэффициент в основном относится к коэффициенту, определяемому из размерностей базового слоя по отношению к слою улучшения. Например, энергетический коэффициент может быть определен как отношение расстояния совокупности базового слоя в квадрате к расстоянию совокупности слоя улучшения в квадрате. Конечно, система не ограничивается одиннадцатью режимами работы, и другие системы могут иметь больше или меньше режимов работы.

Модель для OFDM системы может быть выражена как

где x _Nx1 представляет собой N×1 вектор с N символами "передачи", отправляемыми передатчиком на N поддиапазонах, причем нули посылаются на неиспользуемых поддиапазонах;

r _Nx1 представляет собой N×1 вектор с N "принятыми" символами, полученными приемником для N поддиапазонов;

n _Nx1 представляет собой N×1 шумовой вектор для N поддиапазонов; и

"o" обозначает произведение Адамара, которое является поэлементным произведением, где i-й элемент вектора r _Nx1 представляет собой произведение i-х элементов векторов x _Nx1 и H _Nx1.

Предполагается, что шум n _Nx1 является аддитивным белым гауссовым шумом (AWGN) с нулевым средним и дисперсией σ².

Начальная оценка частотного отклика радиоканала может быть получена следующим образом:

где представляет собой P×1 вектор с P контрольными символами, отправляемыми на P контрольных поддиапазонах;

представляет собой P×1 вектор с P принятыми контрольными символами для P контрольных поддиапазонов;

представляет собой P×1 вектор для действительного частотного отклика P контрольных поддиапазонов;

представляет собой P×1 вектор для начальной оценки частотного отклика;

представляет собой P×1 шумовой вектор для P контрольных поддиапазонов; и

где и P(s_i) представляют соответственно принятый и переданный контрольные символы для контрольных поддиапазонов s_i.

Вектора P×1 и включают в себя только P входных данных N×l векторов x _Nx1, r _Nx1 и n _Nx1 соответственно, соответствующих P контрольным поддиапазонам. Как показано в уравнении (4), приемник может получить начальную оценку частотного отклика основываясь на P поэлементных отношениях принятых контрольных символов к переданным контрольным символам для контрольных поддиапазонов, то есть где представляет собой оценку коэффициента усиления канала для поддиапазона s_i. Вектор характеризует частотный отклик радиоканала для контрольных поддиапазонов.

Оценка частотного отклика для N суммарных поддиапазонов может быть получена на основе начальной оценки частотного отклика с использованием различных методов. Что касается прямой оценки по методу наименьших квадратов, оценка по методу наименьших квадратов импульсной характеристики радиоканала сначала получается, основываясь на следующей оптимизации:

где h _Lx1 представляет собой Lx1 вектор для гипотетической импульсной характеристики радиоканала;

W _PxL представляет собой PxL субматрицу матрицы W _NxN; и

представляет собой вектор размерностью Lx1 для оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов.

Матрица W _PxL содержит P строк матрицы W _NxN, соответствующих P контрольным поддиапазонам. Каждая строка матрицы W _PxL содержит L элементов, которые являются первыми элементами соответствующей строки матрицы W _NxN. Оптимизация в уравнении (5) осуществляется по всем возможным импульсным характеристикам канала h _Lx1. Среднеквадратическая оценка импульсной характеристики канала равна гипотетической импульсной характеристике радиоканала h _Lx1, что приводит к минимальной среднеквадратической ошибке между начальной оценкой импульсной характеристики и частотным откликом, соответствующим h _Lx1, что задается формулой W _PxL h _Lx1.

Решение задачи оптимизации, поставленной в уравнении (5), может быть выражено следующим образом:

Затем оценка частотного отклика радиоканала может быть выведена из оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов следующим образом:

где W _NxL представляет собой NxL матрицу с первыми L столбцами матрицы W _NxN; и

Ĥ представляет собой вектор размерностью Nx1 для оценки частотного отклика для всех N поддиапазонов.

Вектор Ĥ может быть вычислен несколькими способами. Например, сначала может быть вычислен вектор ĥ , как показано в уравнении (6), а затем он может быть использован для вычисления вектора Ĥ , как показано в уравнении (7). Что касается уравнения (6), представляет собой LxP матрицу, которую нужно повторно вычислить. Затем может быть получена оценка ĥ импульсной характеристики с помощью LxP операций (или умножений). Что касается уравнения (7), оценка частотного отклика Ĥ может быть эффективно вычислена (1) посредством протяжения Lx1 вектора ĥ (с заполнением свободного поля кодовой последовательности пробелами), чтобы получить Nx1 вектор ĥ , и (2) посредством выполнения БПФ на N точках на векторе ĥ , что требует 0,5N·logN комплексных операций. Таким образом, может быть получена оценка частотного отклика Ĥ с суммарным числом (L·P+0,5N·logN) комплексных операций для обоих уравнений (6) и (7).

Альтернативно, вектор Ĥ может быть вычислен непосредственно из вектора Ĥ посредством объединения уравнений (6) и (7) следующим образом:

где представляет собой NxP матрицу, которая может быть предварительно вычислена. Затем может быть получена оценка частотного отклика Ĥ с суммарным числом N·P комплексных операций.

Для двух вышеописанных способов вычисления, минимальное число комплексных операций, необходимых для получения Ĥ для одного OFDM символа, равно N_op = min{(L·P+0,5N-logN), N·P}. Если контрольные символы передаются в каждом OFDM символе, то скорость вычисления составляет N_op/T_sym миллионов операций в секунду (Mops), что составляет N_op·BW/N Mops, где T_sym представляет собой длительность одного OFDM символа и равно N/BW мксек без циклического префикса (описывается ниже). Число комплексных операций, N_op, может быть очень высоким для OFDM системы с большим числом поддиапазонов. Например, для OFDM системы с полной шириной полосы BW=6 МГц, с суммарным числом поддиапазонов N=4096, суммарным числом контрольных поддиапазонов P=512 и L=512 отметок для вычисления Ĥ необходимо 420 Mops. Поскольку уравнение (6) требует 394 Mops и уравнение (7) требует 36 Mops, то вычисление оценки импульсной характеристики канала по методу наименьших квадратов в уравнении (6) является значительно более тяжелым, чем вычисление БПФ на N точках в уравнении (7).

Схема 200 передачи контрольного сигнала на фиг.2 не накладывает ограничения на положения контрольных поддиапазонов. Матрица W _PxL содержит P строк матрицы W _NxN, соответствующих P контрольным поддиапазонам. Это приводит к необходимости P комплексных операций для каждого из L входов вектора ĥ .

Фиг.3 изображает схему 300 равномерной передачи контрольного сигнала, которая может упростить вычисление для среднеквадратической оценки импульсной характеристики канала ĥ . Что касается схемы 300, P контрольных поддиапазонов равномерно распределяются по N суммарным поддиапазонам, так что следующие друг за другом поддиапазоны разносятся на N/P поддиапазонов (то есть L=P).

Схема 300 равномерной передачи, показанная на фиг.3, может конфигурироваться как Q=N/P наборов поддиапазонов, где один из наборов поддиапазонов конфигурируется как контрольный сигнал, а N/P-1 наборов поддиапазонов присваиваются данным. Каждый из наборов поддиапазонов данных также может конфигурироваться как P поддиапазонов данных, равномерно распределенных по N суммарным диапазонам.

В одном примере суммарное число поддиапазонов N может составлять 4096, а число наборов поддиапазонов и число наборов поддиапазонов Q может составлять 8. Таким образом, имеется P=512 поддиапазонов в каждом наборе поддиапазонов, причем поддиапазоны возникают периодически по полосе, происходя по одному разу каждые восемь поддиапазонов.

В упомянутом случае W _PxP представляет собой PxP ДПФ матрицу, , где I представляет собой единичную матрицу, и уравнение (6) можно упростить как:

Уравнение (9) показывает, что оценка импульсной характеристики канала

ĥ может быть получена путем выполнения IFFT на P точках на начальной оценке частотного отклика Ĥ . Вектор ĥ может быть подвергнут заполнению свободного поля кодовой последовательности пробелами до длины N. Затем подвергнутый заполнению свободного поля кодовой последовательности вектор ĥ может быть преобразован с помощью БПФ на N точках для получения вектора Ĥ следующим образом:

Искомый Sx1 вектор Ĥ для оценки частотного отклика для S поддиапазонов также может быть получен, основываясь на векторе ĥ , где в основном N≥S≥P. Если S представляет собой число два в некоторой степени, то можно выполнить БПФ на S точках, чтобы получить Ĥ .

В случае схемы 300 передачи контрольного сигнала число комплексных операций, требуемых для получения Ĥ для одного OFDM символа, составляет N_op=0,5·(P·logP+N·logN) и скорость вычисления составляет 0,5·BW·(P·logP+N·logN)/N Mops. Для вышеописанной иллюстративной OFDM системы вектор Ĥ может быть вычислен с использованием схемы 300 передачи контрольного сигнала со скоростью 39,38 Mops, что намного меньше скорости 420 Mops, необходимой для схемы 200 передачи контрольного сигнала.

Среднеквадратическая оценка импульсной характеристики канала пониженной сложности, описанная выше в уравнениях (9) и (10), основана на двух ключевых допущениях:

1. P контрольных поддиапазонов являются периодическими по всем N поддиапазонам, и

2. Число отметок равно числу контрольных поддиапазонов (то есть L=P).

Два упомянутых допущения накладывают важные ограничения в практической OFDM системе. Во-первых, для некоторых систем может быть необязательным передавать контрольные символы на P поддиапазонах, равномерно распределенных по всем N поддиапазонам. Например, в спектрально сформированной OFDM системе никакие символы не передаются на защитных поддиапазонах, чтобы удовлетворять требованиям спектральной маски. В другом примере OFDM система может не разрешать передачу контрольного сигнала/данных на некоторых поддиапазонах (например, на нулевом или DC поддиапазоне). Еще в одном примере контрольный сигнал может быть недоступен для некоторых поддиапазонов из-за исполнения фильтра приемника и/или по другим причинам. Для указанных систем строгая периодичность P контрольных поддиапазонов по всем полным N поддиапазонам обычно является необязательной. Во-вторых, допущение, что L=P (которое менее строгое, чем первое допущение) может ухудшать качество окончательной оценки частотного отклика канала Ĥ . Можно показать, что качество оценки канала может ухудшаться почти на 3 дБ относительно оптимальной оценки канала, если (1) L предполагается равным P, (2) энергия контрольного символа является такой же, как энергия символа данных, и (3) фильтрация во временной области не выполняется для захвата дополнительной энергии. Для некоторых систем упомянутая величина ухудшения качества оценки канала может быть неприемлемой.

Для преодоления двух вышеописанных ограничений могут быть использованы различные методы. Во-первых, для получения оценок коэффициента усиления канала для P равномерно разнесенных поддиапазонов на основе принятых контрольных символов могут быть использованы экстраполяция и/или интерполяция. Это позволяет выводить оценку импульсной характеристики канала ĥ с помощью IFFT на P точках. Во-вторых, для получения более высокого качества оценки канала выбор отметки может выполняться на P элементах вектора ĥ . Экстраполяция/интерполяция и выбор отметки описаны подробно ниже.

Фиг.4 изображает схему 400 равномерной передачи контрольного сигнала для спектрально сформированной OFDM системы. Что касается схемы 400, P контрольных поддиапазонов равномерно распределяются по N суммарным поддиапазонам, так что следующие друг за другом поддиапазоны разносятся на N/P поддиапазонов подобно схеме 300. Снова поддиапазоны, охватывающие каждый контрольный поддиапазон, могут быть распределены для набора поддиапазонов данных. Однако контрольные символы передаются только на контрольных поддиапазонах, которые находятся среди M используемых поддиапазонов (или просто "активных контрольных поддиапазонов"). Никакие контрольные символы или символы данных не передаются на защитных поддиапазонах (или просто "неактивных контрольных поддиапазонов"). Таким образом, приемник получает контрольные символы для активных контрольных поддиапазонов и не получает никаких контрольных символов для неактивных контрольных поддиапазонов.

Фиг.5 изображает процесс 500 для получения оценки частотного отклика Ĥ для каждого режима в пределах каждого OFDM символа радиоканала с множественным доступом или ассоциированного с каждым символом в спектрально сформированной OFDM системе. Символ OFDM может быть охарактеризован одним или несколькими режимами, включая схему модуляции, частоту кодирования, слои модуляции и т.п. Для схемы многослойной модуляции символ может быть охарактеризован обеими оценками частотного отклика: базовой и улучшения, Ĥ . Начальная оценка частотного отклика для первого набора P равномерно разнесенных поддиапазонов получается, основываясь, например, на контрольных символах, принятых на втором наборе поддиапазонов, используемых для передачи контрольного сигнала (блок 512). Первый набор включает в себя, по меньшей мере, один поддиапазон, не входящий во второй набор (например, контрольные поддиапазоны среди защитных поддиапазонов). Оценка импульсной характеристики радиоканала далее выводится, основываясь на начальной оценке частотного отклика (блок 514). Оценки импульсной характеристики канала для множественных OFDM символов могут фильтроваться для получения оценки канала более высокого качества (блок 516). Затем выводится окончательная оценка частотного отклика для каждого режима в каждом OFDM символе OFDM радиоканала основываясь на (фильтрованной или не фильтрованной) оценке импульсной характеристики канала (блок 518). Фильтрация также может выполняться на начальной или окончательной оценке частотного отклика канала (вместо оценки импульсной характеристики канала) для получения оценки канала более высокого качества.

Фиг.6 изображает конкретный процесс 600 для получения оценки частотного отклика Ĥ в спектрально сформированной OFDM системе. Первоначально принятые контрольные символы получаются для P_act активных контрольных поддиапазонов с передачей контрольного сигнала (блок 610). Затем выводятся оценки ĥ(s _i ) коэффициента усиления канала для P_act активных контрольных поддиапазонов, основываясь на принятых контрольных символах (блок 612). Выходной сигнал блока 612 представляет собой P_actx1 вектор Ĥ для начальной оценки частотного отклика для P_act активных контрольных поддиапазонов. Экстраполяция и/или интерполяция выполняются, насколько это необходимо, для получения оценок коэффициента усиления канала для P_act активных контрольных поддиапазонов без передачи контрольного сигнала, как описано ниже (блок 614). Выходной сигнал блока 614 представляет собой P_actx1 вектор Ĥ для начальной оценки частотного отклика для P_act активных поддиапазонов без передачи контрольного сигнала. Затем формируется Px1 вектор Ĥ для начальной оценки частотного отклика для равномерно разнесенных поддиапазонов, основываясь на оценках коэффициента усиления канала из векторов Ĥ и Ĥ , например, (блок 616). Оценка коэффициента усиления канала для каждого из P поддиапазонов может быть выведена, основываясь либо на принятых контрольных символах, либо на экстраполяции/интерполяции.

Затем выполняется IFFT на P точках на векторе Ĥ для получения Px1 вектора

ĥ для среднеквадратической оценки импульсной характеристики канала, как показано в уравнении (9) (блок 618). Фильтрация во временной области может быть выполнена на оценках ĥ импульсной характеристики канала для множественных OFDM символов для получения оценки канала более высокого качеств