Временная фильтрация для уменьшения избыточной задержки в системах с ofdm

Временная фильтрация для уменьшения избыточной задержки в системах с ofdm

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ПРИТЯЗАНИЕ НА ПРИОРИТЕТ

Настоящая заявка на патент притязает на приоритет предварительной заявки № 60/540087, озаглавленной «Временная фильтрация для уменьшения избыточной задержки в системах OFDM», поданной 28 января 2004 г., права на которую принадлежат владельцу настоящего изобретения, и специально включенной в настоящее описание в качестве ссылки.

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение в целом относится к передаче данных и более конкретно к временной фильтрации для уменьшения избыточной задержки в системах мультиплексирования ортогональным частотным уплотнением (OFDM, ОЧУ).

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

ОЧУ является способом модуляции с множеством несущих, который фактически разделяет общую полосу частот системы на множество ортогональных поддиапазонов (N_F). Эти поддиапазоны обычно упоминаются как тональные посылки, поднесущие, элементы дискретизации и частотные каналы. С помощью ОЧУ каждый поддиапазон связан с соответственной поднесущей, которая может быть модулирована с помощью данных. В каждый период символа ОЧУ в N_F поддиапазонах может быть передано до N_F символов модуляции. Перед передачей эти символы модуляции преобразуют во временную область с использованием обратного быстрого преобразования Фурье (IFFT, ОБПФ) в N_F точках, чтобы получить «преобразованный» символ, который содержит N_F элементарных посылок.

ОЧУ может быть использовано, чтобы бороться с избирательным замиранием частоты, которое характеризуется разными коэффициентами усиления каналов на разных частотах. Известно, что избирательное замирание частоты вызывает межсимвольную помеху (ISI, МП), которая представляет собой явление, в соответствии с которым каждый символ в принятом сигнале действует как искажение для одного или более следующих символов в принятом сигнале. Искажение МП ухудшает производительность с помощью влияния на возможность правильно обнаруживать принятые символы. Традиционно с избирательным замиранием частоты можно бороться с помощью ОЧУ при повторении части каждого преобразованного символа, чтобы сформировать соответствующий символ ОЧУ. Повторенную часть обычно упоминают как циклический префикс.

Длина циклического префикса (т.е. величина повторения для каждого символа ОЧУ) зависит от продолжительности задержки. Продолжительность задержки беспроводного канала равна временному интервалу или длительности импульсного отклика для каждого канала. Эта продолжительность задержки также равна разности между самым ранним и самым поздним поступлением экземпляров (или многолучевых) сигналов в приемник для сигнала, переданного через беспроводной канал с помощью передатчика. Продолжительность задержки системы ОЧУ равна максимальной ожидаемой продолжительности задержки беспроводных каналов для всех передатчиков и приемников в системе. Чтобы дать возможность всем приемникам в системе бороться с МП, длина циклического префикса должна быть больше или равна максимальной ожидаемой продолжительности задержки. Однако, так как циклический префикс представляет непроизводительные затраты для каждого символа ОЧУ, желательно иметь длину циклического префикса как можно короче, чтобы минимизировать непроизводительные затраты. В качестве компромисса длину циклического префикса обычно выбирают таким образом, что циклический префикс содержит существенную часть всех многомаршрутных энергий для большинства приемников в системе.

Система ОЧУ может выдерживать продолжительность задержки, которая меньше или равна длине циклического префикса. Когда это имеет место, N_F поддиапазонов являются ортогональными друг к другу. Однако данный приемник в системе может наблюдать избыточную продолжительность задержки, которая равна продолжительности задержки, которая больше, чем длина циклического префикса. Избыточная продолжительность задержки может вызывать различные вредные эффекты, такие как МП и ошибки оценки канала, причем и то и другое может ухудшить производительность системы, как описано ниже. Следовательно, в данной области техники существует потребность в способах уменьшения вредных эффектов избыточной продолжительности задержки в системе ОЧУ.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В настоящей заявке описаны способы, предназначенные для передачи пилот-сигнала и оценки отклика беспроводного канала с избыточной продолжительностью задержки.

В одном аспекте способ оценки канала в беспроводной системе связи содержит этапы, на которых получают, по меньшей мере, две группы принятых символов пилот-сигнала для, по меньшей мере, двух множеств поддиапазонов пилот-сигнала, одна группа принятых символов пилот-сигнала для каждого множества поддиапазонов пилот-сигнала, причем вторая группа сдвинута относительно первой группы, разделяют принятые символы пилот-сигнала на четные символы и нечетные символы, причем четные символы включают в себя действительные и избыточные компоненты и нечетные символы включают в себя действительные и избыточные компоненты, определяют четную эффективную оценку и нечетную эффективную оценку на основании четных символов и нечетных символов соответственно, выбирают первое множество коэффициентов временного фильтра для оценки действительного канала, выбирают второе множество коэффициентов временного фильтра для оценки избыточного канала, выполняют временную фильтрацию для действительного канала на основании, по меньшей мере, четной эффективной оценки, нечетной эффективной оценки, первого множества коэффициентов временного фильтра и второго множества коэффициентов временного фильтра и выполняют временную фильтрацию для избыточного канала на основании, по меньшей мере, четной эффективной оценки, нечетной эффективной оценки, первого множества коэффициентов временного фильтра и второго множества коэффициентов временного фильтра.

В другом аспекте устройство в беспроводной системе связи, содержащее средство для получения, по меньшей мере, двух групп принятых символов пилот-сигнала для, по меньшей мере, двух множеств поддиапазонов пилот-сигнала, одна группа принятых символов пилот-сигнала для каждого множества поддиапазонов пилот-сигнала, причем вторая группа сдвинута относительно первой группы, средство для разделения принятых символов пилот-сигнала на четные символы и нечетные символы, причем четные символы включают в себя действительные и избыточные компоненты и нечетные символы включают в себя действительные и избыточные компоненты, средство для определения четной эффективной оценки и нечетной эффективной оценки на основании четных символов и нечетных символов, соответственно, средство для выбора первого множества коэффициентов временного фильтра для оценки действительного канала, средство для выбора второго множества коэффициентов временного фильтра для оценки избыточного канала, средство для выполнения временной фильтрации для действительного канала на основании, по меньшей мере, четной эффективной оценки, нечетной эффективной оценки, первого множества коэффициентов временного фильтра и второго множества коэффициентов временного фильтра, и средство для выполнения временной фильтрации для избыточного канала на основании, по меньшей мере, четной эффективной оценки, нечетной эффективной оценки, первого множества коэффициентов временного фильтра и второго множества коэффициентов временного фильтра.

Еще в одном аспекте машиночитаемый носитель, реализующий способ для оценки канала в беспроводной системе связи, содержащий этапы, на которых получают, по меньшей мере, две группы принятых символов пилот-сигнала для, по меньшей мере, двух множеств поддиапазонов пилот-сигнала, одна группа принятых символов пилот-сигнала для каждого множества поддиапазонов пилот-сигнала, причем вторая группа сдвинута относительно первой группы, разделяют принятые символы пилот-сигнала на четные символы и нечетные символы, причем четные символы включают в себя действительные и избыточные компоненты и нечетные символы включают в себя действительные и избыточные компоненты, определяют четную эффективную оценку и нечетную эффективную оценку на основании четных символов и нечетных символов соответственно, выбирают первое множество коэффициентов временного фильтра для оценки действительного канала, выбирают второе множество коэффициентов временного фильтра для оценки избыточного канала, выполняют временную фильтрацию для действительного канала на основании, по меньшей мере, четной эффективной оценки, нечетной эффективной оценки, первого множества коэффициентов временного фильтра и второго множества коэффициентов временного фильтра и выполняют временную фильтрацию для избыточного канала на основании, по меньшей мере, четной эффективной оценки, нечетной эффективной оценки, первого множества коэффициентов временного фильтра и второго множества коэффициентов временного фильтра.

Различные аспекты и варианты осуществления изобретения описаны более подробно ниже.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Признаки и сущность настоящего изобретения станут более понятными из подробного описания, приведенного ниже, взятого совместно с чертежами, на которых одинаковые ссылочные позиции указывают соответствующие части по всем чертежам и на которых:

фиг.1 изображает модулятор ОЧУ для системы ОЧУ;

фиг.2А и фиг.2D изображают беспроводной канал с избыточной продолжительностью задержки и его эффективный канал соответственно;

фиг.2В и фиг.2С изображают последовательность принятых элементарных посылок для беспроводного канала;

фиг.3 изображает структуру поддиапазона, которая может быть использована для системы ОЧУ;

фиг.4 изображает пункт доступа и терминал в системе ОЧУ и

фиг.5 изображает устройство оценки канала.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ПРЕДПОЧТИТЕЛЬНЫХ ВАРИАНТОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ

Слово «примерный» использовано в настоящей заявке, чтобы означать «служащий в качестве примера, образца или иллюстрации». Любой вариант осуществления или конструкция, описанный в настоящей заявке как «примерный», не обязательно должен быть истолкован как предпочтительный или преимущественный относительно других вариантов осуществления или конструкций.

Способы, описанные в настоящей заявке, предназначенные для временной фильтрации для уменьшения избыточной задержки, могут быть использованы для различных систем связи, таких как система, основанная на ортогональном частотном уплотнении (ОЧУ), система множественного доступа с ортогональным частотным уплотнением (OFDMA), система множественного доступа с кодовым разделением (CDMA, МДКР), система множественного доступа с временным разделением (TDMA, МДРВ), система множественного доступа с частотным разделением (FDMA, МДЧР), система с единственным входом и единственным выходом (SISO), система с большим числом входов и выходов (MIMO) и т.д.

В системе ОЧУ циклический префикс вставляют в начало каждого символа ОЧУ, чтобы удалить помеху между последовательными символами. Когда продолжительность задержки канала меньше, чем циклический префикс, и приемник синхронизирован, чтобы выбирать соответствующее окно БПФ, между последовательными символами ОЧУ нет межсимвольной помехи (МП). Кроме того, линейную свертку с импульсным откликом канала преобразуют в циклическую свертку и сохраняют ортогональность несущих. Иначе говоря, между разными несущими в одном и том же символе ОЧУ нет помехи между несущими (ICI, ПМН).

Когда продолжительность задержки канала превышает циклический префикс, имеется ПМН, а также МП, и это могло бы ухудшить производительность системы ОЧУ. Увеличение длины циклического префикса, чтобы исключить это ухудшение, могло бы привести к неприемлемым непроизводительным затратам в системе. Кроме введения ПМН/МП, наличие чрезмерной продолжительности задержки могло бы привести к дополнительному ухудшению в когерентном приемнике, который должен оценивать канал. Конкретно, если число ответвлений канала увеличено, то ресурсы пилот-сигнала, назначенные для оценки канала, могли бы быть недостаточными. Понятно, что ухудшение в таком сценарии зависело бы от назначенных ресурсов, а также от величины продолжительности чрезмерной задержки.

Так же как с циклическим префиксом, увеличение ресурсов для оценки канала может привести к неприемлемому увеличению непроизводительных затрат. Ухудшение оценки канала могло бы быть достаточно существенным в некоторых сценариях, представляющих практический интерес, затеняя внутреннее ухудшение из-за ПМИ и ПМ. Использование способов оценки канала, которые учитывают наличие продолжительности избыточной задержки, уменьшает такие эффекты.

Фиг.1 изображает блок-схему модулятора 100 ОЧУ для системы ОЧУ. Передаваемые данные обычно кодируют и подвергают перемежению, чтобы сгенерировать биты кода, которые затем отображают в символы модуляции. Отображение символа выполняют с помощью (1) группировки битов кода в двоичные величины В-бит, где В>1, и (2) отображения каждой величины В-бит в конкретный символ модуляции на основании схемы модуляции (например, M-PSK, МФМ (многоуровневая фазовая манипуляция или M-QAM, МКАМ (многоуровневая квадратурная амплитудная модуляция), где М=2^В). Каждый символ модуляции является комплексной величиной в совокупности сигналов, соответствующей схеме модуляции. В течение каждого периода символа ОЧУ один символ «передачи» посылают в каждом поддиапазоне N_F. Каждый символ передачи может быть либо символом модуляции для пилот-сигнала/сигнала данных, либо нулевой величиной сигнала (т.е. «нулевым символом»). Устройство 110 ОБПФ выполняет ОБПФ в N_F точках относительно NF символов передачи для N_F всех поддиапазонов в каждый период символа ОЧУ и выдает преобразованный символ, который содержит N_F элементарных посылок. ОБПФ может быть выражено как:

где S - вектор N_F × 1 символов передачи для N_F поддиапазонов;

W _NF×NF - матрица дискретного преобразования Фурье (DFT, ДПФ) N_F × N_F;

s - вектор N_F × 1 элементарных посылок временной области; и

Н обозначает сопряженную транспозицию.

Матрица W _NF×NF определена таким образом, что (n,m)-й элемент, w_n,m, задан как:

для n={1...N_F} и m={1...N_F}, (Уравнение 2)

где n - индекс строки, а m - индекс столбца. - обратная матрица ДПФ.

Генератор 120 циклического префикса повторяет часть каждого преобразованного символа, чтобы получить соответствующий символ ОЧУ, который содержит N_c элементарных посылок, где N_c = N_F + N_cp, а N_cp - длина циклического префикса. Период символа ОЧУ равен длительности символа ОЧУ, который равен NC периодам элементарной посылки. Элементарные посылки предварительно формируют и передают через беспроводной канал.

Фиг.2А изображает примерный импульсный отклик 210 беспроводного канала с избыточной продолжительностью задержки. Импульсный отклик 210 канала включает два ответвления 212 и 214 для двух множеств маршрутов в беспроводном канале. Ответвление 212 имеет комплексный коэффициент усиления h₁ и находится в индексе 1 ответвления. Ответвление 214 имеет комплексный коэффициент усиления h_е и находится в индексе N_e ответвления, который расположен вне длины N_cp циклического префикса. Как использовано в настоящем описании, «основной канал» относится к части импульсного отклика канала, которая находится около длины циклического префикса или внутри длины циклического префикса, «избыточный канал» относится к части импульсного отклика канала, которая находится вне длины циклического префикса, и «избыток» относится к разности между индексом ответвления избыточного канала и длиной циклического префикса. Для импульсного отклика 210 канала основной канал включает в себя одно ответвление 212, избыточный канал включает в себя одно ответвление 214, и избыток для ответвления 214 равен N_ex = N_e - N_cp.

Фиг.2В изображает последовательность 220 принятых элементарных посылок для беспроводного канала, изображенного на фиг.2А. Последовательность 220 принятых элементарных посылок является сверткой последовательности переданных элементарных посылок с ответвлениями 212 и 214 для беспроводного канала. Последовательность 220 принятых элементарных посылок составлена из (1) последовательности 222 элементарных посылок, сгенерированной с помощью свертки ответвления 212 основного канала с последовательностью переданных элементарных посылок, и (2) последовательности 224 элементарных посылок, сгенерированной с помощью свертки ответвления 214 избыточного канала с последовательностью переданных элементарных посылок, где s_i обозначает i-ю элементарную посылку для текущего символа ОЧУ, x_i обозначает i-ю элементарную посылку для предыдущего символа ОЧУ и i=1...N_c.

Фиг.2С изображает декомпозицию последовательности 220 принятых элементарных посылок на разные компоненты. Последовательность 224 элементарных посылок на фиг.2В заменена на (1) последовательность 226 элементарных посылок, сгенерированную с помощью циклической свертки ответвления 214 избыточного канала с N_c элементарными посылками для текущего символа ОЧУ, (2) последовательность 228 элементарных посылок для хвостового окончания предыдущего символа ОЧУ и (3) последовательность 230 элементарных посылок для хвостового окончания текущего символа ОЧУ. Последовательности 222 и 226 элементарных посылок представляют последовательности, которые были бы приняты для ответвлений 212 и 214, если длина циклического префикса была бы достаточно большой, а ответвление 214 является частью основного канала. Однако, так как это не имеет места, обе последовательности 228 и 230 элементарных посылок являются из-за избыточной продолжительности задержки. Последовательность 228 элементарных посылок представляет утечку предыдущего символа ОЧУ в текущий символ ОЧУ и является источником межсимвольной помехи. Последовательность 230 элементарных посылок представляет искажение для циклической свертки и является источником помехи между несущими (ПМН) и ослабления канала.

Межсимвольная помеха, наблюдаемая в каждом поддиапазоне, может быть выражена как:

где Х - вектор N_F × 1 символов передачи для предыдущего символа ОЧУ;

- матрица c последними строками и

W _1×Nex(k) - вектор 1×N_ex с первыми N_ex элементами k-й строки W _NF×NF.

Операция генерирует вектор который содержит последние

N_ex элементарных посылок предыдущего символа ОЧУ. Умножение на генерирует помеху из-за этих последних N_ex элементарных посылок в поддиапазоне k.

Мощность шума в каждом поддиапазоне из-за межсимвольной помехи может быть выражена как:

где E_S - энергия символа передачи, |h_e|² - мощность избыточного канала и - мощность шума из-за МП в каждом поддиапазоне. Как изображено в уравнении (4), мощность шума МП на поддиапазон (1) пропорциональна энергии избыточного канала |h_e|², (2) пропорциональна избыточному N_ex, который указывает на величину утечки предыдущего символа ОЧУ в текущий символ ОЧУ, и (3) обратно пропорциональна числу полных поддиапазонов, так как полная мощность шума МП распределена через поддиапазоны N_F.

Мощность шума в каждом поддиапазоне из-за помехи между несущими может быть вычислена подобным способом, как для межсимвольной помехи, и может быть выражена как:

где - мощность шума из-за ПМН в каждом поддиапазоне.

Фиг.2D изображает «эффективный» канал 240 для беспроводного канала, изображенного на фиг.2А. Ссылаясь опять на фиг.2С, последовательность 226 элементарных посылок представляет вклад из-за ответвления 214 избыточного канала (при допущении, что циклический префикс является достаточно длинным), и последовательность 230 элементарных посылок представляет источник ПМИ из-за избыточного канала. Операция вычитания для последовательности 230 элементарных посылок дает в результате уменьшение мощности сигнала для каждого поддиапазона. Это вычитание может быть учтено с помощью уменьшения ответвления 214 избыточного канала на коэффициент (1-N_ex/N_F). Как изображено на фиг.2D, эффективный канал 240 включает в себя ответвление 212, имеющее комплексный коэффициент усиления h₁, и ответвление 216, имеющее комплексный коэффициент усиления h_e·(1-N_ex/N_F). Уменьшение коэффициента усиления ответвления 216 относительно коэффициента усиления ответвления 214 упоминают как «ослабление канала», и оно возникает в результате избыточной продолжительности задержки для ответвления 214. Величина ослабления связана с избыточным N_ex.

Приемник выполняет оценку канала, для того чтобы получить оценку канала для беспроводного канала. Оценку канала обычно выполняют на основании символов пилот-сигнала, которые являются символами модуляции, которые априори известны приемнику. Символы пилот-сигнала могут быть переданы различными способами, как описано ниже.

Фиг.3 изображает примерную структуру поддиапазона, которая может быть использована для системы ОЧУ. Система ОЧУ имеет общую полосу пропускания системы BW МГц, которая разделена на N_F ортогональных поддиапазонов с использованием ОЧУ. Каждый поддиапазон имеет полосу частот BW/N_F МГц. Для спектрально сформированной системы только N_U из N_F полных поддиапазонов используются для передачи данных/пилот-сигнала, где N_U<N_F, а остальные N_F-N_U поддиапазонов не используются для передачи данных/пилот-сигнала и служат в качестве защитных подиапазонов, чтобы дать возможность системе отвечать требованиям спектральной маски. Для простоты следующее описание допускает, что все N_F поддиапазонов могут быть использованы в системе ОЧУ.

Для иллюстрации рассмотрена система ОЧУ, в которой оценка канала основана на пилот-сигналах, расположенных с равномерными интервалами в частотной области. k-ый принятый символ ОЧУ в частотной области может быть записан как:

где Р - число несущих пилот-сигналов и D - число ответвлений канала, допускаемых приемником.

Векторы Y, H, w длины Р, а шум w является комплексным гауссовым белым шумом с дисперсией N₀.

Матрица W_P,D является подматрицей PxD ненормализованной матрицы ДПФ.

где N - полное число поднесущих.

Число ответвлений канала D≤Р. Однако в варианте осуществления проведена оценка более длинного канала для рассмотрения сценариев, в которых канал имеет продолжительность задержки, большую чем циклический префикс. Чтобы получить оценку более длинного канала, пилот-сигналы сдвигаются (разносятся) через последовательные символы ОЧУ, т.е. индексы несущих пилот-сигналов изменяются в последовательных символах ОЧУ, как описано ниже.

Разнесенные пилот-сигналы

Для простоты заявитель допускает два сдвига символов: если несущие пилот-сигналов, расположенных с равномерными интервалами, представлены в виде в четных символах, они были бы в нечетных символах. При таком сдвиге можно получить оценку до длины 2Р с использованием наблюдений пилот-сигналов из двух соседних символов ОЧУ.

Конкретно, заявитель допускает канал с 2Р ответвлениями временной области. Тогда

Для дополнительной простоты, заявитель устанавливает n₀=0, так что между фазами имеется сдвиг 0 и хотя приведенное выше выражение может быть продолжено для любого n₀. Тогда заявитель имеет

Подобным образом для нечетных символов,

Следовательно, наблюдения пилот-сигналов в четных и нечетных символах могут быть записаны как

(Уравнение 2)

где и верхние индексы «a» и «e» обозначают «действительное» и «избыточное» ответвления, которые соответствуют l=0,...,P-1 и l=0,...,2P-1, соответственно.

Чтобы получить оценку канала из наблюдений в уравнении 2, одной возможностью является использовать подход наименьших квадратов, чтобы оценить эффективный канал временной области. Уравнение 3 изображает четную эффективную оценку и нечетную эффективную оценку:

(Уравнение 3)

Эффективные оценки, приведенные выше, включают в себя как действительные, так и избыточные компоненты. Простым способом, чтобы получить оценку полного канала с 2Р ответвлениями, является

(Уравнение 4)

Уравнение 4 просто является частным случаем более общей операции, в которой оценки временной области в уравнении 3 (полученные каждые символы ОЧУ) усредняют через множество символов ОЧУ. Такое усреднение упоминают как временную фильтрацию и выполняют отдельно для каждого отдельного ответвления временной области. Результирующая оценка ответвления в любом символе ОЧУ (нечетном или четном) может быть записана как

где N_f и N_b - число беспричинных и причинных ответвлений соответственно.

В этих рамках уравнение 4 соответствует выбору N_f=0, N_b=2 и

Следовательно, одно множество коэффициентов временного фильтра выбирают для оценки действительного канала (l<P), а другое множество выбирают для избыточного канала.

Далее заявитель рассматривает более общие стратегии для выбора коэффициентов временного фильтра для двух частей. Для пояснения коэффициенты фильтра для l<P обозначены с помощью , а коэффициенты фильтра для l≥P обозначены с помощью .

Временная фильтрация для действительного канала

Помимо разделения действительного и избыточного каналов выбором коэффициентов временного фильтра также управляют с помощью других ограничений. Временная фильтрация дает возможность захвата дополнительной энергии пилот-сигнала и улучшения надежности оценок канала. Однако использование длительного временного фильтра может внести ухудшения из-за изменений канала во времени.

Для иллюстрации заявитель сосредотачивается на наблюдаемом l-м ответвлении канала временной области в четном символе ОЧУ и допускает, что канал изменяется линейно в течение N_f+N_b символов, которые используются временным фильтром. Используя уравнение 3, заявитель имеет

и

где и - угловые коэффициенты действительного и избыточного каналов в ответвлении l. В идеальном случае эти изменения во времени были бы аннулированы вместе с избыточным каналом. Следовательно, ограничения на коэффициенты временного фильтра могут быть суммированы как:

Аннулировать избыточный канал:

Аннулировать изменение :

Аннулировать изменение : (Уравнение 5)

Так как эти ограничения инвариантны масштабному коэффициенту в коэффициентах, может быть наложено ограничение нормализации, например, что оценка канала может быть несмещенной, что означает

Несмещенная оценка канала: (Уравнение 6)

Например, при условии фильтра с тремя ответвлениями с одним не имеющим причины ответвлением, т.е. N_f=1, N_b=2, и ограничений в уравнении 5 и уравнении 6 решением является {0,25, 0,5, 0,25}. При отсутствии ответвлений избыточного канала оптимальным решением было бы {0,33, 0,33, 0,33}.

Когда число коэффициентов больше, чем число линейно независимых ограничений, коэффициенты могут быть выбраны таким образом, чтобы минимизировать разброс шума в отфильтрованной во времени оценке, т.е.,

Минимизировать

при ограничениях уравнения 5 и уравнения 6. Специалисты в данной области техники поняли бы, что, так как ограничения являются линейными, а целевая функция является квадратичной, эта оптимизация может быть решена с использованием способов множителей Лагранжа.

Временная фильтрация избыточного канала

До сих выбор ответвлений фильтра ограничен первыми Р ответвлениями. Для l≥P ответвления соответствуют избыточному каналу и обозначены с помощью {}.

При выборе {} цель является противоположной цели для l<P, так как сохранены только избыточные ответвления, а вклады от первых Р ответвлений исключены. Следовательно, ограничения в уравнении 5 модифицированы как:

Аннулировать фактический канал:

Аннулировать изменение :

Аннулировать изменение :

Изменено только первое ограничение, и может быть наложено ограничение масштабного коэффициента, как в уравнении 6. Для фильтра с тремя беспричинными ответвлениями решением для является {-0,25, 0,5, -0,25}. Специалисты в данной области техники поняли бы, что подобные решения могут быть получены также для других длин фильтров (и других шаблонов сдвига).

Эффективное генерирование оценки частотной области

В современной реализации оценку канала в частотной области окончательно получают на основании перемежения. То есть, чтобы уменьшить число вычислений, включенных в операцию БПФ, чтобы получить оценки канала в частотной области, БПФ части Р выполняют относительно оценки канала временной области (после введения соответствующей пилообразной функции изменения фазы), при этом получая в результате оценки канала для представляющего интерес перемежения. При оценке ответвлений канала, соответствующих избыточной задержке в канале, имеется 2Р ответвлений для оценки канала во временной области. Оценка канала для требуемого перемежения может быть получена с помощью одной операции БПФ части Р. В частности, пусть 2Р ответвлений канала во временной области представлены с помощью h=[h_a h_e], где как h_a, так и h_e являются векторами длины Р. При условии, что оценка для поднесущих Р (d=0,1,2,...P-1) соответствует перемежению m (m=0,1,...7), тогда оценка канала частотной области для d-й несущей в m-м перемежении дана с помощью выражения

Дополнительные Р ответвлений канала получены в результате некоторых тривиальных комплексных умножений (в четырех из восьми величин m) и сложений. Операция пилообразного изменения фазы после БПФ части Р была бы выполнена независимо от числа ответвлений канала при Р. Однако, не усечение канала до Р ответвлений, допуская таким образом дополнительные Р ответвлений, требует дополнительной памяти для целей буферизации.

В приведенном выше обсуждении с целью иллюстрации было сделано несколько допущений и наложенных ограничений.

Шаблон сдвига: был допущен упрощенный шаблон сдвига (разнесения) только с двумя фазами (0 и 4). Специалисты в данной области техники поняли бы, что раскрытые варианты осуществления обобщаются на любые другие шаблоны сдвига через разные символы ОЧУ. В каждом символе пилот-сигналы расположены с равномерными интервалами таким образом, что избыточный канал совмещается во временной области. Выбор шаблона сдвига мог бы быть основан на других факторах и сам по себе представляет интерес.

Критерий наименьших квадратов: при переходе от пилот-сигналов в частотной области к оценке совмещенного канала во временной области используют подход наименьших квадратов, который преобразуется в ОБПФ. Специалисты в данной области техники поняли бы, что возможны другие критерии для получения оценки во временной области, например, подход MMSE (минимальная среднеквадратичная ошибка).

Ключевым моментом в данном случае является зависимость между каналом временной области и наблюдениями пилот-сигнала, которая порождена сдвигом. Смотри уравнение 2.

Длина временного фильтра: для иллюстрации был допущен фильтр с тремя ответвлениями. Понятно, что подход применим для любого числа ответвлений, которое больше двух, и фильтр может иметь полное число наблюдений пилот-сигнала, большее чем допущенная полная длина канала, иначе не возможна точная оценка полного канала.

Выбор коэффициентов фильтра: при выборе коэффициентов фильтра в соответствии с вариантом осуществления допущено, что одно и то же множество коэффициентов использовано для всех ответвлений в действительном канале и разное множество использовано для всех ответвлений в избыточном канале. В другом варианте осуществления разное множество коэффициентов использовано для каждого ответвления в действительном канале, а также для каждого ответвления в избыточном канале (получая в результате 2Р множеств коэффициентов фильтра в примере). Наложены дополнительные ограничения, то, что изменение канала во времени должно быть аннулировано или подавлено при выборе коэффициентов. Эти ограничения могут быть сняты в зависимости от числа коэффициентов временного фильтра или других требований к конструкции системы.

Модель линейного изменения: наконец, при формулировании ограничений в уравнении 5 и т. д. использована модель, в которой канал изменяется линейно в течение представляющей интерес продолжительности. Могут быть использованы другие подходы, чтобы получить ограничения, например, может быть предположена статистическая модель для корреляции канала во времени, и может быть поставлена проблема в понятиях минимизации дисперсии погрешностей изменения во времени.

Для ясности, способы передачи пилот-сигнала и оценки канала описаны для системы ОЧУ. Эти способы могут быть использованы для других способов модуляции с множеством несущих, таких как дискретная многочастотная модуляция (DMT).

Фиг.4 изображает блок-схему пункта 1100 доступа и терминал 1150 в системе ОЧУ. В прямой линии связи в пункте 1100 доступа процессор 1110 данных передачи (TX) принимает, форматирует, кодирует, перемежает и модулирует (т.е. отображает символы) данных трафика и выдает символы модуляции (или просто «символы данных»). Модулятор 1120 ОЧУ принимает символы данных и символы пилот-сигнала, выполняет модуляцию ОЧУ, как описано для фиг.5, и выдает поток символов ОЧУ. Символы пилот-сигнала передают разнесенно. Устройство 1122 передатчика (TMTR) принимает и преобразует поток символов ОЧУ в один или более аналоговых сигналов, предварительно преобразует (на