Моноимпульсный пеленгатор

Моноимпульсный пеленгатор

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Предлагаемый моноимпульсный пеленгатор относится к области радиолокации и предназначен для определения пеленга на радиолокационный объект, являющийся источником радиоизлучения (ИРИ) или отражения радиоволн, одновременно в двух плоскостях - по азимуту и углу места.

Моноимпульсные пеленгаторы совмещают в себе особенности амплитудного и фазового методов определения угловых координат и широко используются во многих современных радиолокационных системах. В литературных источниках, например [1-3], они известны также как моноимпульсные пеленгаторы с гибридным преобразованием радиолокационных сигналов.

Известные технические решения, представляющие собой аналоги заявляемого моноимпульсного пеленгатора, не реализуют потенциальных возможностей эффективной оценки угловых координат в нижней части диапазона отношений "сигнал-шум", т.е. в той области, где это имеет наиболее существенное практическое значение для реальных задач. Известно, что радиолокационное взаимодействие характеризуется существенным непостоянством и разбросом энергетических отношений "сигнал-шум" в зависимости от условий распространения электромагнитных волн, эволюции ИРИ в пространстве и т.п. [1, 4], при этом возможны резкие падения мощности полезного сигнала, приводящие к нарушению процесса устойчивого, точного и надежного измерения угловых координат. Таким образом, очевидную значимость для качества работы радиолокационной системы в целом имеют точностные характеристики моноимпульсного пеленгатора именно в области малых отношений "сигнал-шум".

Наиболее близким по большинству совпадающих с заявляемым моноимпульсным пеленгатором признаков является моноимпульсный пеленгатор, состоящий из двух идентичных каналов формирования сигналов отклонения от равносигнального направления (РСН) по азимуту и углу места, каждый из которых в соответствующей плоскости описывается схемой, приведенной в [3, с.93, рис.1]. Пеленгатор-прототип содержит антенну, на апертуре которой формируют суммарную и разностные диаграммы направленности, гибридный преобразователь, многоканальное моноимпульсное приемное устройство, первый и второй формирователи сигнала отклонения (ФСО), первые входы которых соединены с первым и вторым выходами моноимпульсного приемного устройства. Выходы первого и второго формирователей сигнала отклонения являются соответствующими выходами пеленгатора, первый, второй и третий выходы антенны подключены к трем соответствующим входам гибридного преобразователя, а первый, второй, третий и четвертый выходы гибридного преобразователя подключены к четырем соответствующим входам моноимпульсного приемного устройства, третий и четвертый выходы моноимпульсного приемного устройства соединены со вторыми входами соответственно первого и второго формирователей сигнала отклонения.

Результаты статистического анализа, описывающие характеристики точности для прототипа, получены в [9], где дается оценка его основного функционального показателя качества работы - дисперсии флюктуационной погрешности одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения ИРИ от РСН.

В соответствии с результатами [9] флюктуационные погрешности одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения ИРИ от РСН по азимуту и углу места между собой независимы, а каждая из них является суммой двух комбинационных процессов: «сигнал-шум» и «шум-шум». Образование этих комбинационных процессов определяется способом выделения сигналов углового рассогласования в первом и втором ФСО.

С учетом того, что в устройстве-прототипе для двух ортогональных плоскостей оценки углового отклонения ИРИ от РСН (азимутальной и угломестной) статистические характеристики приведенных к входу помех совпадают между собой, дисперсии флюктуационных погрешностей одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения ИРИ от РСН по азимуту и углу места равны между собой [9].

Дисперсия суммарной флюктуационной погрешности одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения ИРИ от РСН пеленгатора-прототипа в каждой плоскости при этом равна [9]

где и - дисперсии составляющих флюктуационной погрешности одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения ИРИ от РСН, которые вызваны флюктуациями вида соответственно "сигнал-шум" и "шум-шум"; q=P_S/P_N - отношение "сигнал-шум" по мощности в полосе приема; µ - крутизна рабочего участка разностной ДНА.

Выражение (1) отражает точностной показатель качества работы пеленгатора-прототипа, и далее будет использоваться для сравнения с аналогичным показателем заявляемого пеленгатора с целью количественного подтверждения достигаемого технического результата.

Недостаток пеленгатора-прототипа состоит в недостаточной точности оценок угловых отклонений по азимуту и углу места ИРИ относительно РСН в области малых отношений "сигнал-шум", что связано с неоптимальностью их построения для этой области энергетических соотношений.

Техническим результатом от использования изобретения является повышение точности оценки углового отклонения ИРИ относительно РСН по азимуту и углу места в условиях малых отношений "сигнал-шум".

Для достижения указанного технического результата в моноимпульсный пеленгатор, содержащий так же, как и прототип, антенну, на апертуре которой формируют суммарную и разностные диаграммы направленности, гибридный преобразователь, многоканальное моноимпульсное приемное устройство, первый и второй формирователи сигнала отклонения, первые входы которых соединены с первым и вторым выходами моноимпульсного приемного устройства, в отличие от прототипа, введены первый и второй блоки преобразования координат, выходы которых являются выходами пеленгатора, и третий формирователь сигнала отклонения, первый вход которого соединен с третьим выходом моноимпульсного приемного устройства, а вторые входы первого, второго и третьего формирователей сигнала отклонения подключены соответственно ко второму, третьему и первому выходам моноимпульсного приемного устройства, первый, второй и третий входы первого и второго блоков преобразования координат соединены с выходами соответственно первого, второго и третьего формирователей сигнала отклонения, апертура антенны выполнена из трех идентичных равной эффективной площади отдельных непересекающихся примыкающих друг к другу областей антенных элементов, фазовые центры которых расположены в вершинах равностороннего треугольника, помещенного в плоскость раскрыва антенны, причем одна из сторон треугольника параллельна азимутальной плоскости, при этом три разностные диаграммы направленности, равносигнальные плоскости которых развернуты относительно друг друга на угол шестьдесят градусов относительно центра раскрыва антенны, сформированы путем попарного вычитания трех парциальных диаграмм направленности, каждая из которых сформирована соответствующей областью антенных элементов, а суммарная диаграмма сформирована путем суммирования парциальных диаграмм направленности.

Технический результат от использования изобретения определяется следующим.

Во флюктуациях сигналов углового отклонения ИРИ относительно РСН, как заявляемого пеленгатора, так и его прототипа, можно выделить две составляющие, первая из которых обусловлена комбинационным процессом вида "сигнал-шум", а вторая - комбинационным процессом вида "шум-шум". Причина возникновения комбинационных флюктуаций связана с методом выделения оценок угловых отклонений ИРИ относительно РСН, основанном на нелинейной операции - перемножении принимаемых сигналов.

В области больших отношений "сигнал-шум" во флюктуациях выходных сигналов ФСО преобладает составляющая вида "сигнал-шум", а при близких или меньших единицы отношениях "сигнал-шум" преобладает составляющая вида "шум-шум". Принципиальная разница в зависимости дисперсии комбинационных процессов "сигнал-шум" и "шум-шум" от мощности шума состоит в том, что в первом случае эта зависимость линейная, во втором - квадратичная. Поэтому в условиях, когда при снижении отношения "сигнал-шум" начинает доминировать составляющая вида "шум-шум", происходит резкое повышение флюктуационной погрешности оценки угловых отклонений ИРИ относительно РСН. Таким образом, при определении точностных характеристик моноимпульсного пеленгатора, которые ограничивают ТТХ, особое внимание следует уделять именно составляющей вида "шум-шум".

Флюктуационные погрешности оценок угловых координат, обусловленные комбинационными составляющими вида "сигнал-шум", для заявляемого пеленгатора и его прототипа равны между собой по среднеквадратическому значению, т.к. оба пеленгатора отвечают критерию оптимальности для области высоких отношений "сигнал-шум". Количественное обоснование данного равенства погрешностей, означающее равенство точности заявляемого пеленгатора и его прототипа в области больших отношений "сигнал-шум", будет показано далее на основе статистического анализа характеристик сравниваемых пеленгаторов.

В области малых отношений "сигнал-шум", когда существенно влияние комбинационной оставляющей вида "шум-шум", заявляемый моноимпульсный пеленгатор обеспечивает примерно вдвое меньшую дисперсию флюктуационной погрешности оценки углового отклонения ИРИ относительно РСН по сравнению с прототипом.

Снижение флюктуационных погрешностей оценок, формируемых на выходах заявляемого пеленгатора, возникающих в силу влияния составляющей вида "шум-шум", основано на увеличении числа одновременно используемых оценок углового отклонения ИРИ относительно РСН по различным осям для вычисления соответствующих отклонений по азимуту и по углу места.

В заявляемом пеленгаторе одновременно формируются три оценки углового отклонения ИРИ относительно РСН в плоскостях, развернутых относительно друг друга на угол шестьдесят градусов относительно центра раскрыва антенны, в отличие от прототипа, где одновременно формируются только две такие независимые оценки, соответствующие каждой из двух ортогональных плоскостей.

Флюктуационные погрешности трех оценок угловых отклонений ИРИ относительно РСН в заявляемом пеленгаторе зависимы между собой, но степень их взаимной зависимости уменьшается при снижении отношения "сигнал-шум". Связано это с тем, что данные флюктуационные погрешности содержат как коррелированные между тремя каналами пеленгования составляющие вида "сигнал-шум", так и некоррелированные - вида "шум-шум"; при этом удельный вес составляющих второго вида тем больше, чем ниже отношение "сигнал-шум". Увеличение удельного веса некоррелированных между каналами составляющих вида "шум-шум" при уменьшении отношения "сигнал-шум" влечет за собой снижение уровня взаимной межканальной корреляции флюктуационных составляющих и соответственно уменьшение суммарной дисперсии флюктуационной погрешности оценки отклонения ИРИ относительно РСН по сравнению с прототипом.

Сущность изобретения поясняется чертежами:

на фиг.1 приведена функциональная схема предлагаемого моноимпульсного пеленгатора, где

1 - антенна (А);

2 - гибридный преобразователь (ГП);

3 - многоканальное моноимпульсное приемное устройство (МПУ);

4.1, 4.2, 4.3 - первый, второй и третий формирователи сигналов отклонения (ФСО);

5.1, 5.2 - блоки преобразования координат (БПК) в азимутальную и угломестную плоскости соответственно.

На фиг.2 показано взаимное положение трех разностных ДНА в виде линий пересечения их равносигнальных плоскостей (РСП) с плоскостью пеленгования, также векторов, соответствующих направлениям максимальной пеленгационной чувствительности разностных ДНА.

На фиг.3 приведена структурная схема ГП 2, где

6.1, 6.2, 6.3 - фазовращатели (ФВ) на π/2;

7.1, 7.2, 7.3 - сумматоры (С).

На фиг.4 показан пример формирования векторных диаграмм гибридного преобразования суммарной и трех разностных ДНА в гибридном преобразователе заявляемого моноимпульсного пеленгатора при произвольном пространственном положении ИРИ, где

а) - в первом сумматоре 7.1;

б) - во втором сумматоре 7.2;

в) - в третьем сумматоре 7.3.

На фиг.5 приведена структурная схема многоканального МПУ 3, где

8.1, 8.2, 8.3 - смесители (CM);

9.1, 9.2, 9.3 - усилители промежуточной частоты (УПЧ);

10 - гетеродин (Г);

11 - блок автоматической регулировки усиления (АРУ).

На фиг.6 приведена структурная схема первого ФСО 4.1, где

12 - перемножитель (П);

13 - фазовращатель (ФВ) на π/2;

14 - фильтр низких частот (ФНЧ).

На фиг.7 приведена структурная схема первого БПК 5.1, где

15.1, 15.2, 15.3 - масштабирующие блоки (МБ);

16 - сумматор (С).

На фиг.8 приведен график зависимости отношения дисперсий оценок углового отклонения ИРИ относительно РСН для заявляемого пеленгатора и прототипа от энергетических соотношений "сигнал-шум".

Предлагаемый моноимпульсный пеленгатор (фиг.1) содержит антенну (А) 1, на апертуре которой формируют суммарную и три разностные диаграммы направленности, гибридный преобразователь (ГП) 2, первый, второй, третий и четвертый входы которого подключены к соответствующим четырем выходам антенны; многоканальное моноимпульсное приемное устройство (МПУ) 3, первый, второй и третий входы которого подключены соответственно к первому, второму и третьему выходам ГП 2; первый 4.1, второй 4.2 и третий 4.3 формирователи сигнала отклонения (ФСО) 4, первые входы каждого из которых соединены соответственно с первым, вторым и третьим выходами МПУ 3, а вторые входы - соответственно со вторым, третьим и первым выходами МПУ 3; первый 5.1 и второй 5.2 блоки преобразования координат (БПК) 5, первый, второй и третий входы каждого из которых подключены к выходам соответствующих по номеру ФСО 4, причем выходы первого и второго БПК 5 являются выходами заявляемого пеленгатора.

Предлагаемый моноимпульсный пеленгатор работает следующим образом.

Сигнал от ИРИ приходит в виде потока мощности П, который преобразуется антенной 1 в ее выходные электрические сигналы суммарной мощностью Р₀=АП, где А - эффективная площадь антенны 1. Для заявляемого пеленгатора и прототипа величины П, А и Р₀ полагаются равными, что обеспечивает тождественность их энергетических характеристик в одинаковых располагаемых ограниченных условиях непосредственного конструктивного исполнения их антенны, например мидель ракеты или носовая часть самолета. Равенство энергетических и метрических условий пеленгования ИРИ заявляемого пеленгатора и прототипа необходимо для раскрытия технического результата изобретения.

Направление прихода потока мощности П, т.е. направление на ИРИ, описывается в горизонтальной плоскости через азимут α и в вертикальной плоскости через угол места β.

Аналогичным образом описывается и опорное направление, задаваемое РСН, в виде его координат в горизонтальной плоскости через азимут α₀ и в вертикальной плоскости через угол места β₀.

Таким образом, для моноимпульсного пеленгатора оценке подлежат два угловых отклонения ИРИ относительно РСН: в азимутальной Δα=α-α₀ и угломестной Δβ=β-β₀ плоскостях. На основании измерений угловых отклонений Δα и Δβ, зная азимут α₀ и угол места β₀ РСН, определяют азимут α и угол места β ИРИ.

Пространственные характеристики антенны 1 заявляемого пеленгатора описываются суммарной F_Σ(θ,φ) и тремя разностными ДНА F_Δ0(θ,φ), F_Δ1(θ,φ) и F_Δ2 (θ,φ), где θ - угловое отклонение ИРИ по широте, φ - долгота углового отклонения ИРИ.

Выбор сферической системы координат, связанной с антенной 1, позволяет сократить дальнейшие математические выкладки. При этом угловые отклонения ИРИ относительно РСН Δα и Δβ однозначно связаны с углами θ и φ:

- для азимутальной плоскости Δα=arctg(tgθcosφ),

- для угломестной плоскости Δβ=arctg(tgθsinβ).

Оцениваемые заявляемым пеленгатором угловые отклонения ИРИ относительно РСН Δα и Δβ в нормальных условиях функционирования не превышают по абсолютной величине полуширины суммарной ДНА.

Поэтому, учитывая направленные свойства антенны 1, приведенные выше выражения для Δα и Δβ можно упростить:

- для азимутальной плоскости Δα=θcosφ,

- для угломестной плоскости Δβ=θsinφ.

Несложный расчет показывает, что погрешность такой замены не превышает 1% даже при весьма большой ширине суммарной ДНА, равной 20 град.

Антенна 1 выполнена в соответствии с результатами [10], причем апертура антенны выполнена из трех идентичных равной эффективной площади отдельных непересекающихся примыкающих друг к другу областей антенных элементов, фазовые центры которых расположены в вершинах равностороннего треугольника, помещенного в плоскость раскрыва антенны, причем одна из сторон треугольника параллельна азимутальной плоскости, при этом три разностные диаграммы направленности, равносигнальные плоскости которых развернуты относительно друг друга на угол шестьдесят градусов относительно центра раскрыва антенны, сформированы путем попарного вычитания трех парциальных диаграмм направленности, каждая из которых сформирована соответствующей областью антенных элементов, а суммарная диаграмма сформирована путем суммирования парциальных диаграмм направленности.

Равносигнальные плоскости (РСП) трех разностных ДНА антенны 1 развернуты относительно друг друга по долготе на угол шестьдесят градусов. Поэтому относительно центра раскрыва антенны смещены относительно друг друга направления максимальной пеленгационной чувствительности, которые перпендикулярны соответствующим РСП, а углы между ними равны 120 град.

На фиг.2 показано взаимное положение трех разностных ДНА в виде векторов, определяющих направления максимальной пеленгационной чувствительности разностных ДНА, а также линий пересечения с плоскостью пеленгования равносигнальных плоскостей первой (РСП 0), второй (РСП 1) и третьей (РСП 2) разностных ДНА. При этом первая разностная ДНА F_Δ0(θ,φ) формируется в азимутальной плоскости, а ее РСП соответственно совпадает с угломестной плоскостью. Вторая F_Δ1(θ,φ) и третья F_Δ2(θ,φ) разностные ДНА развернуты относительно первой разностной ДНА на углы в сто двадцать градусов по и против часовой стрелки соответственно.

На первом выходе антенны воспроизводится сигнал с пространственной характеристикой, определяемой суммарной ДНА F_Σ(θ,φ), при этом i-я (i=0, 1, 2) разностная ДНА F_Δi(θ,φ) является пространственной характеристикой сигнала на (i+2)-ом выходе антенны.

Для круглого раскрыва антенны 1 можно полагать, что различие ориентации трех разностных ДНА F_Δ0(θ,φ), F_Δ1(θ,φ), F_Δ2(θ,φ) по долготе обеспечивается за счет смещения одной (исходной) разностной ДНА F_Δ(θ,φ) на угол, кратный 2π/3, т.е.

где i=0, 1, 2 - номера разностных ДНА, соответствующие второму, третьему и четвертому выходам антенны 1.

Суммарный сигнал с первого выхода антенны 1 и разностные сигналы со второго, третьего и четвертого выходов антенны 1 поступают на соответствующие входы ГП 2, осуществляющего линейные операции, которые приводят к преобразованию углов θ и φ в фазовые соотношения между выходными сигналами ГП 2.

Структурная схема ГП 2 представлена на фиг.3. По аналогии с известными [1-3] гибридными преобразователями разностные сигналы со второго, третьего и четвертого входов ГП 2 проходят на входы соответственно первого 6.1, второго 6.2 и третьего 6.3 ФВ 6, в каждом из которых смещаются по фазе на π/2. С выходов первого 6.1, второго 6.2 и третьего 6.3 ФВ смещенные по фазе разностные сигналы поступают на вторые входы соответственно первого 7.1, второго 7.2 и третьего 7.3 сумматоров, на все три первых входа которых поступает суммарный сигнал антенны 1, передающийся через первый вход ГП 2.

В результате трех одновременно выполняемых операций векторного суммирования суммарного и смещенных по фазе на π/2 разностных сигналов на выходах первого 7.1, второго 7.2 и третьего 7.3 сумматоров (соответствующих первому, второму и третьему выходам ГП 2) формируются гибридные сигналы с пространственными характеристиками, описываемыми комплексными гибридными ДНА G₀(θ,φ), G₁(θ,φ) и G₂(θ,φ).

Пример образования комплексных гибридных ДНА в заявляемом пеленгаторе иллюстрирует фиг.4, где показаны векторные соотношения четырех ДНА F_Σ(θ,φ), F_Δ0(θ,φ), F_Δ1(θ,φ) и F_Δ2(θ,φ) для каждого из трех сумматоров 7, чьи выходы соответствуют трем выходам ГП 2.

Таким образом, три комплексных ДНА G₀(θ,φ), G₁(θ,φ) и G₂(θ,φ) определяют пространственные характеристики сигналов соответственно на первом, втором и третьем выходах ГП 2.

С учетом равномерного разделения входной мощности Р₀ по трем каналам приема, каждую комплексную ДНА G_i(θ,φ) (i=0, 1, 2) можно представить в виде

либо - через ее модуль и аргумент т.e.

где

Следуя известной методике, применяемой при анализе точности радиолокационных устройств [4, 6, 7], рассмотрим область небольших отклонений ИРИ от РСН, в которой рабочие участки разностных ДНА линейны, а следовательно, справедливы приближения [4]: F_Σ(θ,φ)=1, F_Δ(θ,φ)=µθ. В этом случае выражения (5) и (6) упрощаются:

где µ - крутизна рабочего участка разностной ДНА, а

- направляющий косинус, определяющий ориентацию i-й разностной ДНА по долготе в плоскости пеленгования.

Из (7) и (8) следует, что информативные величины, в которые преобразуются отклонения ИРИ от РСН для заявляемого пеленгатора, являются неэнергетическими параметрами и представляют собой три фазы ϕ₀(θ,φ), ϕ₁(θ,φ) и ϕ₂(θ,φ).

С первого, второго и третьего выходов ГП 2 три принимаемых сигнала поступают соответственно на первый, второй и третий входы трехканального МПУ 3, где они усиливаются, проходят согласованную частотно-временную обработку и нормируются автоматической регулировкой усиления, действующей по суммарному сигналу всех трех приемных каналов. Регулирование осуществляется относительно суммы выходных сигналов всех трех приемных каналов, что эквивалентно умножению каждого из трех принимаемых сигналов на нормирующий множитель, свойства которого для простоты изложения можно описывать исходя из модели инерционной автоматической регулировки усиления [6, 7]. Тогда, в результате действия автоматической регулировки усиления, принимаемые сигналы нормируются относительно медленно меняющегося процесса Q(P_S,P_N,t), который зависит от мощностей выходных сигналов МПУ в полосе приема: полезного Р_S и шумового Р_N.

Будем считать, что данная операция одинакова как для заявляемого пеленгатора, так и для прототипа и эквивалентна замене нормирующего процесса Q(P_S,P_N,t) его математическим ожиданием [6, 7], и сводится к умножению принимаемых сигналов на безразмерный постоянный коэффициент регулирования k_A.

Сигнал на выходе отдельного приемного канала МПУ 3 y_i(θ,φ,t) запишем в виде аддитивной смеси полезного сигнала и шума [2, 4, 6] с учетом действия автоматической регулировки усиления

где индекс i принимает одно из следующих значений {0, 1, 2}, соответствующих комплексным ДНА G₀(θ,φ), G₁(θ,φ) и G₂(0,φ); x_i(θ,φ,t) - полезный (информативный) сигнал, соответствующий i-й комплексной ДНА, действующий на (i+1)-ом выходе МПУ 3; ξ_i(t) - приведенный к входу внутриприемный шум (i+1)-го канала приема, мощность которого в полосе приема равна Р_N.

Пространственные характеристики полезных сигналов на первом, втором и третьем входах МПУ 3 описываются комплексными ДНА соответственно G₀(θ,φ), G₁(θ,φ) и G₂(θ,φ). При этом полезный сигнал на (i+1)-ом выходе МПУ 3 с учетом принятой аппроксимации комплексных ДНА (4) и (7) может быть представлен в виде

где s(t) - временной процесс полезного сигнала на выходе любого отдельного канала приема МПУ 3 в заявляемом пеленгаторе; Р_S - мощность полезного сигнала в полосе приема, связанная с P₀ соотношением Р_S=ηР₀ (η - коэффициент, характеризующий усилительные свойства МПУ 3, одинаковый для прототипа и заявляемого пеленгатора); ψ(t) - мгновенная фаза полезного сигнала.

Реализация МПУ 3 для заявляемого пеленгатора не имеет специфики, отличающей его от известных типовых схем, используемых в моноимпульсной радиолокации [1, 4]. В качестве примера на фиг.5 раскрыта возможная структура трехканального линейного МПУ 3, каждый канал которого состоит из трех цепей последовательно соединенных смесителя (СМ) 8 и усилителя промежуточной частоты (УПЧ) 9, а также общих гетеродина (Г) 10 и блока автоматической регулировки усиления (АРУ) 11. На вторые (опорные) входы каждого из трех смесителей СМ 8.1, 8.2 и 8.3 подается сигнал гетеродина Г 10. На вторые (управляющие) входы каждого из трех УПЧ 8.1, 8.2 и 8.3 подается сигнал управления усилением УПЧ 9 от блока АРУ 11, который формируется на основе суммирования мощностей выходных сигналов всех трех УПЧ 9.1-9.3, поступающих на три входа блока АРУ 11.

Блок АРУ 11, формирующий сигнал моноимпульсной нормировки для каналов приема, также является типовым, а способы его реализации подробно изложены в ряде литературных источников, например [2, 4, 6].

Выходные сигналы, соответствующие первому, второму и третьему выходам многоканального МПУ 3, поступают на первые входы соответствующих по номеру ФСО 4.1, 4.2 и 4.3, на вторые входы которых подаются выходные сигналы соответственно со второго, третьего и первого выходов МПУ 3.

Таким образом, два входных сигнала (i+1)-го ФСО 4 соответствуют двум номерам комплексных ДНА:

- номеру i,

- следующему за ним номеру (по направлению по часовой стрелке) с номером m=(i+1)mod3.

Как и в прототипе, ФСО 4 выполняют функцию комплексного перемножения входных сигналов с последующим выделением мнимой части, что эквивалентно фазовому детектированию при смещении одного из входных сигналов на π/2 [7, с.162-172] или синусному фазовому детектированию, реализуемому фазовым дискриминатором [8, с.60-63].

Каждый ФСО 4 может быть выполнен в соответствии со структурной схемой, приведенной на фиг.6 (нумерация элементов соответствует первому ФСО 4.1). Эта схема содержит перемножитель входных сигналов (П) 12, при этом сигнал, поступающий на его второй вход, смещается по фазе на π/2 в фазовращателе (ФВ) 13. С выхода перемножителя П 12 сигнал поступает на вход фильтра низких частот (ФНЧ) 14 для подавления высокочастотных составляющих и, после соответствующей обработки, на выход ФСО 4.1.

На выходах каждого из трех ФСО 4.1, 4.2 и 4.3 формируются сигналы углового отклонения ИРИ относительно РСН в плоскостях, перпендикулярных плоскости пеленгования и проходящих по направлениям максимальной пеленгационной чувствительности трех разностных ДНА F_Δ0(θ,φ), F_Δ1(θ,φ) и F_Δ2(θ,φ) (фиг.2).

Для раскрытия технического результата изобретения необходимо также обеспечить равенства динамических характеристик заявляемого пеленгатора и прототипа. Для этого следует положить одинаковыми постоянные времени сглаживания сигналов моноимпульсных (единичных) оценок углового отклонения ИРИ от РСН на выходах ФСО 4, что достигается идентичностью передаточных функций ФНЧ 14, входящих в ФСО 4, в обоих случаях. Выбор постоянной времени сглаживания определяется динамикой изменения пространственного положения ИРИ [2, 5, 6].

Результат синусного фазового детектирования, проводимого в каждом из ФСО 4.1-4.3, может быть представлен следующим образом

где k_S - коэффициент передачи отдельного ФСО 4; а индекс m, зависящий от индекса i, был оговорен ранее.

Выходные сигналы первого 4.1, второго 4.2 и третьего 4.3 ФСО поступают на соответствующие входы первого 5.1 и второго 5.2 блоков преобразования координат (БПК) 5, где осуществляется их пересчет в оценки углового отклонения ИРИ от РСН в азимутальной и угломестной плоскостях. В первом 5.1 и втором 5.2 БПК 5 одновременно реализуются весовые суммирования трех входных сигналов (i=0, 1, 2) с коэффициентами c_αi - для азимутальной и c_βi - для угломестной плоскостей.

Пример структурной схемы одного из БПК 5 (азимутального 5.1 - в соответствии с нумерацией элементов) приведен на фиг.7. Эта схема содержит первый 15.1, второй 15.2 и третий 15.3 масштабирующие блоки (МБ), выходы каждого из которых подключены к соответствующим входам сумматора (С) 16. Выходы первого 5.1 и второго 5.2 БПК являются соответствующими выходами заявляемого моноимпульсного амплитудно-фазового пеленгатора, а сигналы на этих выходах представляют собой оценки угловых отклонений ИРИ соответственно по азимуту и углу места относительно РСН.

Коэффициенты с_i азимутального 5.1 и угломестного 5.2 БПК 5 различаются между собой, кроме того, их значения обеспечивают равенство коэффициентов передачи пеленгатора по угловым отклонениям ИРИ от РСН для заявляемого пеленгатора и прототипа. Расчет значений коэффициентов с_i для каждой плоскости будет приведен далее по описанию работы заявляемого моноимпульсного пеленгатора.

Ввиду симметрии структуры заявляемого пеленгатора по двум каналам пеленгования рассмотрим статистические свойства сигнала на выходе только одного БПК 5, например, в азимутальной плоскости (БПК 5.1), полагая при этом, что ИРИ находится в данной плоскости (φ=0). Аналогичным образом могут быть проанализированы статистические свойства сигнала на выходе другого БПК 5.2 - для угломестной плоскости, при том условии, что ИРИ находится в данной плоскости (φ=π/2).

Сигнал, формируемый одним из каналов БПК 5, представим в виде суммы составляющих

где u_SS(θ,t), u_SN(θ,t) и u_NN(t) - составляющие выходного сигнала: "сигнал-сигнал", "сигнал-шум" и "шум-шум", первая из которых является полезной информативной, а две другие - независимыми между собой флюктуациями, вносящими погрешность оценки углового отклонения ИРИ относительно РСН.

Для нахождения дисперсии σ² флюктуационной погрешности одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения воспользуемся известным из [6] выражением

где D - дисперсия флюктуаций сигнала отклонения ИРИ относительно РСН в одной плоскости, ρ - крутизна преобразования угла θ в сигнал отклонения при θ=0.

Рассмотрим составляющие вида "сигнал-шум" и "шум-шум" флюктуационной погрешности одиночной (моноимпульсной) оценки углового отклонения от РСН, которые будем характеризовать дисперсиями и Ввиду центрированного характера и независимости флюктуационных процессов u_SN(θ,t) и u_NN(t) на выходах ФСО 4.1-4.3 величина D равна сумме их дисперсий соответственно

Для нахождения дисперсий и определим величины ρ, D_SN и D_NN в окрестности РСН.

Используя описание полезных сигналов на выходах ФСО 4.1-4.3 (10) и (11), а также принятые аппроксимации (7) и (8), найдем математическое ожидание выходного сигнала одного БПК 5 при малых θ

Предварительно зададим коэффициенты с_i, полагая с_i=b_i-b_m, что обеспечивает согласованность весовой обработки трех принимаемых сигналов по долготе.

Вводя величину

и дифференцируя (16) при θ=0, а также учитывая, что согласно (11), получим

Дисперсию D_NN нетрудно найти, исходя из равенства и независимости процессов ξ_i(t) между каналами приема. Раскрывая u_NN(t) на основе общего описания выходного сигнала БПК 5 (13), запишем:

Несколько сложнее найти дисперсию D_SN, поскольку флюктуации вида "сигнал-шум" на выходах трех ФСО 4 зависимы между собой.

Для произвольного θ искомая дисперсия имеет вид

а при θ=0 и сведении шести слагаемых к сумме трех случайных процессов

Выражая в (19) коэффициенты с_i через b_i, пользуясь выражением (8), проведем замену , тогда

Полученные выражения (17), (18) и (21) позволяют определить дисперсии составляющих флюктуационной погрешности оценки углового отклонения ИРИ относительно РСН и с точностью до коэффициента С. Значение С после раскрытия величин b_i в соответствии с (8) равно

Подставляя данное значение коэффициента С в (17), (18) и (21), получим:

т.е. согласно (15)

где q=P_S/P_N - отношение ""сигнал-шум"" по мощности в полосе приема.

Величина (22) описывает суммарную дисперсию флюктуационной погрешности оценки углового отклонения ИРИ от РСН для заявляемого пеленгатора в одной плоскости и является основным функциональным показателем точности его работы, который, с целью раскрытия технического результата изобретения, подлежит сравнению с соответствующим показателем для прототипа.

Сравнивая выражение (22) с аналогичным выражением для пеленгатора-прототипа (1), полученным в [9], нетрудно оценить количественное снижение дисперсии флюктуационной погрешности оценки углового отклонения ИРИ от РСН, определяемое уменьшением дисперсии в два раза (дисперсия в обоих случаях одинакова). Это двукратное уменьшение дисперсии флюктуационной составляющей вида "шум-шум" определяет преимущество заявляемого моноимпульсного пеленгатора, проявляющееся, как следует из сравнения (1) с (22), наиболее сильно в области малых отношений "сигнал-шум".

Важность снижения флюктуационной погрешности в области малых отношений "сигнал-шум" связана с тем, что именно здесь флюктуационная погрешность измерения доминирует над всеми другими видами погрешностей, ограничивая точность измерения пеленгов и соответствующие ТТХ моноимпульсного пеленгатора.

Проведем расчет весовых коэффициентов с_i, используемых в БПК 5.1 и 5.2.

Для обеспечения равной пеленгационной чувствительности по угловому отклонению от РСН для заявляемого пеленгатора и прототипа будем использовать единые значения величин k_S, k_A, η и µ. Наряду с этим, в крутизне ρ для заявляемого пеленгатора и прототипа [9] наблюдается различие в 2С/3=3 раза в силу предварительно проведенного выбора коэффициентов с_i. Данное различие означает, что коэффициент С должен быть уменьшен в 3 раза, а, поскольку , коэффициенты следует помножить на 1/3 относительно предварительно вве