Цифровой приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с адаптацией частоты дискретизации

Цифровой приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с адаптацией частоты дискретизации

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области передачи информации посредством электромагнитных волн и может быть использовано в системах спутниковой связи, телеметрии, в системах управления по радио, в системах измерения параметров движения объектов радиолокационными методами.

В рассматриваемом прототипе [1] обеспечивается повышение устойчивости работы приемного устройства и снижение вероятности ошибки приема дискретных символов сообщения за счет выравнивания границы квазипериодической турбулентности коррекцией частоты тактового генератора в зависимости от коэффициента усиления приемника. Одновременно с этим снижается возмущающее влияние переходных процессов, возникающих с приходом очередного информационного символа. Однако в соответствии с расширенной формулировкой теоремы Котельникова [2] существуют области частот дискретизации, использование которых приводит к наложению спектров восстановленных сигналов, а последнее, в свою очередь, приводит к снижению помехоустойчивости приемного устройства.

Прототипом [1] является квазиоптимальный приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов многоканальной системы связи с кодовым разделением каналов, в состав которого входят последовательно соединенные полосовой фильтр (ПФ), вход которого является входом приемника, аналого-цифровой преобразователь (АЦП), первый перемножитель (П), второй П, третий П, фильтр низкой частоты (ФНЧ), управляемый генератор (УГ), четвертый П, ко второму входу второго П подключен выход УГ, причем второй П, третий П, ФНЧ и УГ образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой П, причем выход восьмого П подключен к инверсному входу сумматора (С), к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные пятый и шестой П, прямой вход С, управляемый тактовый генератор (УТГ), регистр сдвига (PC), первый и третий выходы которого соединены с пятым П и седьмым П соответственно, второй выход PC последовательно соединен с первым П, девятым П, интегратором (И), функциональным элементом гиперболического тангенса (ГТ), выход которого подключен к корректору частоты дискретизации (КЧД), ко вторым входам третьего П, шестого П и восьмого П, причем пятый П, шестой П, седьмой П, восьмой П, С, УТГ и PC образуют схему слежения за задержкой, выход КЧД подключен ко второму входу АЦП, ко второму входу девятого П подключен выход УГ, выход И подключен к пороговому устройству (ПУ), выход которого является выходом квазиоптимального приемника.

Основным недостатком приемника является значительное снижение помехоустойчивости при попадании корректируемой частоты дискретизации в области, в которых происходит наложение спектра восстановленного сигнала.

Целью настоящего изобретения является создание приемника дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с исключением снижения помехоустойчивости при попадании частоты дискретизации в запрещенные интервалы, определяемые параметрами фильтра и условиями приема. При этом обеспечивается выход за границы развитой и квазипериодической турбулентности в область колмогоровской турбулентности дополнительной коррекцией частоты тактового генератора. Указанная цель достигается тем, что в известном приемнике псевдослучайных сигналов, включающем последовательно соединенные первый ПФ, вход которого является входом приемника, АЦП, первый П, второй П, третий П, ФНЧ, УГ, четвертый П, ко второму входу второго П подключен выход УГ, причем второй П, третий П, ФНЧ и УГ образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой П, причем выход восьмого П подключен к инверсному входу первого сумматора (С), к выходу четвертого П подключены последовательно соединенные пятый и шестой П, прямой вход первого С, УТГ, PC, первый и третий выходы которого соединены с пятым П и седьмым П соответственно, второй выход PC последовательно соединен с первым П, девятым П, И, ГТ, выход которого подключен к КЧД, ко вторым входам третьего П, шестого П и восьмого П, причем пятый П, шестой П, седьмой П, восьмой П, первый С, УТГ и PC образуют схему слежения за задержкой, выход КЧД подключен ко второму входу АЦП, ко второму входу девятого П подключен выход УГ, выход И подключен к первому ПУ, выход которого является выходом квазиоптимального приемника, разорвана связь между ГТ и КЧД, введен новый элемент второй С, вход которого подключен к ГТ, а выход подключен к КЧД, введены новые последовательно соединенные элементы второй ПФ, вход которого подключен к выходу КЧД, второе ПУ, выход которого подключен ко второму входу второго С.

Отличительными признаками предлагаемого устройства являются введенные в схему приемника дополнительные элементы, а именно:

второй С, второй ПФ, второе ПУ и соответствующие связи между ними, благодаря чему удается обеспечить повышение помехоустойчивости работы приемника путем дополнительного изменения частоты дискретизации при ее попадании в запрещенную область и выводу режима работы приемника из области квазипериодической турбулентности в рабочую область колмогоровской турбулентности.

Поскольку совокупность введенных элементов и их связей до даты подачи заявки в патентной и научной литературе не обнаружена, то предлагаемое техническое решение соответствует «изобретательскому уровню».

Структурная схема устройства представлена на фиг.1. Цифрами на фиг.1 обозначены:

1, 22 - полосовые фильтры (ПФ);

2 - аналого-цифровой преобразователь (АЦП);

3, 4, 5, 8, 10, 11, 13, 14, 18 - перемножители (П);

6 - фильтр низкой частоты (ФНЧ);

7 - управляемый генератор (УГ);

9 - корректор частоты дискретизации (КЧД);

12, 21 - сумматоры (С);

15 - функциональный элемент гиперболического тангенса (ГТ);

16 - регистр сдвига (PC);

17 - управляемый тактовый генератор(УТГ);

19 - интегратор (И);

20, 23 - пороговые устройства (ПУ).

Порядок работы приемника рассмотрим по структурной схеме, которая изображена на фиг.1, и при условии, что приемник находится в состоянии захвата принимаемого сигнала. Захват осуществлен устройством первоначальной синхронизации, которое в заявляемом устройстве не рассматривается.

Пусть на вход приемника 1 в момент времени t_k поступает сигнал вида

s(t, x(t), y(t))=A(t) g[t-τ(t)]cos[ω₀t+φ(t)+ψy(t)],

где x^t (t)=(φ(t), ω(t), τ(t), ν(t)) - вектор непрерывных оцениваемых параметров сигнала; y(t) - дискретный оцениваемый параметр; ψ - угол манипуляции; A(t) - амплитуда сигнала; φ(t) - случайная составляющая фазы сигнала; g(t) - псевдослучайная последовательность (ПСП) длиной L и длительностью элементарного символа τ_и; ω₀ - несущая частота сигнала; τ(t) - случайная составляющая задержки сигнала; ω(t) - скорость изменения φ(t); ν(t) - скорость изменения τ(t).

Этот сигнал в выделенной для канала полосе частот, обеспеченной 2, после аналого-цифрового преобразования в 2 перемножается на 3 с опорным кодом псевдослучайной последовательности (ПСП), поступающим с выхода схемы слежения за задержкой (ССЗ) с 16 и на 4 с гармонической составляющей сигнала, поступающей с выходов схемы фазовой автоподстройки частоты 7. Схема ФАПЧ представлена элементами вторым 4 и третьим 5 П, ФНЧ 6 и УГ 7. ССЗ представлена пятым 10, шестым 11, седьмым 13, восьмым 14 П, первым С 12, УТГ 17 и PC 16.

Схема ФАПЧ в соответствии с [3-5] осуществляет фильтрацию фазы и частоты, а ССЗ осуществляет фильтрацию задержки и скорости изменения задержки ПСП.

В соответствии с [2] для сигнала с финитным спектром, когда известны его нижняя и верхняя границы ω_н≤ω≤ω_в, дискретизация может проводиться со следующими частотами

2ω_max/q≤2πf_d≤2ω_min/(q-1),

где q=1,2,…int[ω_max/(ω_max-ω_min)],

int(·) - операция взятия целой части.

Полагается, что вектор x(t) и дискретный параметр y(t) независимы. Оценка значения дискретного параметра осуществляется девятым П 18, И 19, ПУ 20. С выхода И 19 через ГТ 15 сигнал поступает на ФАПЧ и СС3. На основании [4, 5] могут быть получены следующие оценки информационного параметра при независимости его значений для различных отсчетов n:

где

z(k)=z(t_k), t_k=t₀+kΔt, Δt - шаг дискретизации.

Выражение для оценки информационного параметра примет вид

В отличие от алгоритма фильтрации только непрерывных параметров x(t) при отсутствии дискретного параметра y(t) в приводимом случае появляется обратная связь от оценок дискретного параметра на оценки непрерывного параметра, которая реализуется посредством гиперболического тангенса th R(k\k-1) в 15, где

А на оценку дискретного параметра, в свою очередь, окажут влияние получаемые текущие значения оценки вектора непрерывных параметров.

Значение th R(k\k-1) через сумматор поступает на первый вход сумматора 21, КЧД 9, осуществляя сглаживание пульсаций элементов ковариационной матрицы погрешностей [1]. С выхода КЧД сигнал поступает на второй вход АЦП 2, для коррекции частоты дискретизации, а также на полосовой фильтр 22, настроенный на запрещенную частоту. В случае если происходит попадание в указанную область, срабатывает пороговое устройство 23, приводящее к увеличению частоты дискретизации, увеличивая управляющее воздействие через второй вход сумматора 21 до тех пор, пока приемник не выйдет из области квазипериодической турбулентности.

Проведено исследование турбулентности в координатах частота дискретизации - отношение сигнал/шум. При этом четко выявлены области колмогоровской (КТ), квазипериодической (КПТ) и развитой турбулентности (РТ) (см. фиг.2), на которых четко видны пульсации режимов приема в запрещенных (заштрихованных) областях дискретизации. Эти области рассчитаны для приемника с полосой пропускания по Сифорову Δf=1,37/τ_u.

Результаты экспериментального исследования показали, что в запрещенных областях дискретизации возрастание элементов ковариационной матрицы погрешностей (КМП) достигало значения 10-15% в зависимости от отношения сигнал-шум, что эквивалентно падению коэффициента усиления фильтра или снижению отношения сигнал-шум. Но устойчивость по сбою работы на зеркальный канал, т.е. возникновению устойчивой ошибки схемы ФАПЧ на π, значительно снижается, что связано с возникающими фазовыми искажениями за счет наложения спектра восстановленного сигнала.

Вероятность ошибки ФАПЧ (сбой на π радиан) при отношении сигнал-шум 12 дБ и отношении частот f_d/f_t=7,0 по сравнению со значением f_d/f_t=6,5 возросла на 3 дБ (примерно, в два раза), значения элементов КМП также возросли примерно на 5-10%. Включение предлагаемого устройства привело к увеличению частоты дискретизации f_d/f_t=7,7 в автоматическом режиме и позволило устранить указанный отрицательный эффект. На фиг.3 представлены изменения значений элементов КМП (СКО фазы) при моделировании работы приемника. Тонкая линия характеризует неустойчивую работу при f_d/f_t=7,0. В районе 130-го шага приемник срывается на обратную работу - это видно по резкому возрастанию графика. Пунктирная линия характеризует работу при f_d/f_t=6,5 а жирная - при выравнивании режима, когда f_d/f_t=7,7.

Техническая реализация квазиоптимального приемника дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с корректором коэффициента усиления может быть выполнена на микросхеме ПЛИС Altera IPM 7192SQC160-5 [6].

Источники информации

1. Сухов А.В., Сухов П.А., Звягинцев М.А. Квазиоптимальный приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов. Патент на изобретение №2300173, 27.05.2007 г.

2. Гольденберг Л.М. и др. Цифровая обработка сигналов: Справочник / Л.М.Гольденберг, Б.Д.Матюшкин, М.Н.Поляк. М.: Радио и связь, 1985. - 312 с.

3. Тихонов В.И. Оптимальный прием сигналов. М.: Радио и связь, 1983.320 с.

4. Помехозащищенность радиосистем со сложными сигналами. / Г.И.Тузов, В.А.Сивов, В.И.Прытков и др.; Пор ред. Г.И.Тузова. - М.: Радио и связь, 1985. - 264 с., (рис.4.11, с.125)

5. Сухов А.В. Методы и технологии выработки управленческих решений. М.: ВА РВСН им. Петра Великого, 2003. 283 с.

6. Стешенко В.Б. ПЛИС фирмы Альтера.: Элементная база, система проектирования и языки описания алгоритмов. М.: Додэка, 2002 г. (стр.46, п.1.3).

Цифровой приемник дискретно-непрерывных фазоманипулированных сигналов с адаптацией частоты дискретизации, в состав которого входят последовательно соединенные первый полосовой фильтр, вход которого является входом приемника, аналого-цифровой преобразователь, первый перемножитель, второй перемножитель, третий перемножитель, фильтр низкой частоты, управляемый генератор, четвертый перемножитель, ко второму входу второго перемножителя подключен выход управляемого генератора, причем второй перемножитель, третий перемножитель, фильтр низкой частоты и управляемый генератор образуют схему фазовой автоподстройки частоты, к выходу четвертого перемножителя подключены последовательно соединенные седьмой и восьмой перемножители, причем выход восьмого перемножителя подключен к инверсному входу первого сумматора, к выходу четвертого перемножителя подключены последовательно соединенные пятый и шестой перемножители, прямой вход первого сумматора, управляемый тактовый генератор, регистр сдвига, первый и третий выходы которого соединены с пятым перемножителем и седьмым перемножителем соответственно, второй выход регистра сдвига последовательно соединен с первым перемножителем, девятым перемножителем, интегратором, функциональным элементом гиперболического тангенса, выход которого подключен к корректору частоты дискретизации, ко вторым входам третьего перемножителя, шестого перемножителя и восьмого перемножителя, причем пятый перемножитель, шестой перемножитель, седьмой перемножитель, восьмой перемножитель, первый сумматор, управляемый тактовый генератор и регистр сдвига образуют схему слежения за задержкой, выход корректора частоты дискретизации подключен ко второму входу аналого-цифрового преобразователя, ко второму входу девятого перемножителя подключен выход управляемого генератора, выход интегратора подключен к первому пороговому устройству, выход которого является выходом квазиоптимального приемника, отличающийся тем, что в него дополнительно введены второй сумматор, вход которого подключен к функциональному элементу гиперболического тангенса, выход которого подключен к корректору частоты дискретизации через введенный второй сумматор, последовательно соединенные второй полосовой фильтр, вход которого подключен к выходу корректора частоты дискретизации, второе пороговое устройство, выход которого подключен ко второму входу второго сумматора.