Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами

Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способам оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами.

В последнее время для высокоскоростной беспроводной передачи данных широкое распространение получили многочастотные системы радиосвязи - OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing). B OFDM системах входной поток данных разделяется на несколько низкоскоростных потоков, которые передаются на различных поднесущих. При этом можно увеличивать скорость передачи данных, не уменьшая длительность символа и сохраняя межсимвольную помеху на приемлемо низком уровне. OFDM системы имеют также и другие преимущества по сравнению с традиционными одночастотными системами: устойчивость к многолучевому распространению радиосигнала, простота цифровой реализации, возможность адаптивной модуляции на различных поднесущих (тонах) и др.

Обычно цифровой OFDM сигнал представляет собой последовательность многочастотных символов, объединенных в группы (фреймы). Каждый цифровой многочастотный символ состоит из N отсчетов данных и L_СР отсчетов защитного интервала (префикса).

Отсчеты данных представляют собой сумму модулированных поднесущих. Обычно используют многоуровневые фазовые или амплитудно-фазовые виды модуляции. Отсчеты префикса располагаются перед отсчетами данных и представляют собой L_СР последних отсчетов данных. Как правило, длительность префикса больше длительности импульсного отклика канала (интервала многолучевости). Наличие префикса при обработке сигнала позволяет уменьшить или полностью устранить межсимвольные помехи (Прокис Дж. Цифровая связь. Перевод с английского, М., Радио и связь, 2000 г., с.593).

Передаваемое сообщение представляет собой последовательность информационных символов, модулирующих поднесущие сигнала. В эту последовательность периодически вставляют известные (пилот) символы, предназначенные для оценки канала (частотного отклика канала распространения). В большинстве систем подвижной радиосвязи пилот символы располагают в частотно-временной области равномерно (фиг.1), причем пилот тоны соседних OFDM символов различны. Это позволяет строить более эффективные алгоритмы оценки канала.

Повышение требований к скорости передачи данных вызвало интерес к использованию многочастотных систем с несколькими передающими и приемными антеннами (MIMO-OFDM - Multiple-Input Multiple-Output). Здесь при демодуляции информационных данных используются оценки всех каналов системы (образованных всевозможными парами приемной и передающей антенн). Таким образом, ошибки оценок всех каналов участвуют в оценке информационных параметров и ухудшают характеристики приема данных в значительно большей степени, чем в обычной OFDM системе с одной передающей и приемной антенной. Это накладывает существенно более жесткие требования к точности оценки канала в MIMO-OFDM системах.

Для некоторых типов MIMO-OFDM современных систем радиосвязи (IEEE 802.16d, IEEE 802.16e) пилот символы одного многочастотного символа каждой передающей антенны модулируют разные поднесущие. При этом на этих поднесущих пилот или информационные символы с других антенн не передаются. То есть для пилот символов отсутствует межканальная помеха. В этом случае оценка канала каждой пары приемной и передающей антенн может выполняться раздельно, аналогично случаю OFDM системы с одной передающей и приемной антенной.

В системах связи каналы распространения сигнала между приемником и передатчиком данных являются многолучевыми и нестационарными. Эффективность MIMO-OFDM систем связи во многом определяется способностью алгоритма оценки канала адаптивно подстраиваться к состоянию канала и обеспечить необходимую точность оценки канала в различных канальных условиях.

Заметим, что в OFDM системах связи оценка канала (комплексной огибающей) осуществляется в двумерной частотно-временной области после быстрого преобразования Фурье (БПФ) отсчетов многочастотных символов. Поэтому для демодуляции данных необходима оценка частотного отклика канала, который представляет собой Фурье преобразование импульсного отклика канала. Оценка канала осуществляется одним из методов интерполяции по пилот символам, расположенным в известных позициях частотно-временной области.

Известны способы оценки канала, описанные в работе М.Morelli, U.Mengali. A Comparison of Pilot-Aided Channel Estimation Methods for OFDM Systems IEEE, Transactions on Signal Processing, vol.49, no.12 December 2001 pp.3065-3073. В этой работе рассмотрены метод максимального правдоподобия (МП) и байесовский метод оценки импульсного отклика канала по пилот символам.

В соответствии с описанным методом МП оценка импульсного отклика канала многочастотного символа имеет вид

где B={exp{-j2πi_nk/N)}, , , N_p - число пилот символов в одном многочастотном символе, i_n - позиция n-го пилот символа, L - длина канала (длина импульсного отклика канала в отсчетах), N - размерность БПФ (общее число поднесущих), Z - вектор значений комплексных огибающих пилот символов.

Оценка частотного отклика канала определяется как

где G={exp(-j2πnk/N)}, a определяется формулой (1).

Заметим, что при интерполяции по методу МП не требуется знания профиля многолучевости канала распространения (используется только длина канала L), а коэффициенты интерполяции зависят только от положения пилот символов и могут быть вычислены заранее.

В соответствии с байесовским методом оценка импульсного отклика канала многочастотного символа имеет вид

где C _h=E(hh ^H) - ковариационная матрица h.

Окончательно оценка частотного отклика канала определяется в соответствии с выражением (2), где определяется формулой (3).

При интерполяции по байесовскому методу требуется знание мощности шума и ковариационной матрицы C _h (статистики канала).

Основным преимуществом метода МП по сравнению с байесовским методом является то, что он не требует знания статистики канала и уровня шума и поэтому более прост для реализации. Байесовский алгоритм использует данные об уровне шума и статистике канала, а именно о профиле многолучевости канала распространения. Так как эта информация, как правило, отсутствует, эти параметры фиксируют для некоторых усредненных или неблагоприятных условий приема. Такие неадаптивные алгоритмы оценки канала имеют простую реализацию, но их характеристики существенно ухудшаются с ростом числа передающих и приемных антенн MIMO-OFDM системы и по мере рассогласования статистики реального канала от проектируемой статистики канала. Кроме того, описанные алгоритмы оценки канала используют интерполяцию только в частотной области, игнорируя возможность повышения точности оценки канала за счет усреднения значений комплексных огибающих пилот символов во временной области.

Известны способы оценки канала, описанные в работе М.Sandell and О.Edfors. A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM, Div. Signal Processing, Lulea Univ. Technology, Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA 1996: 19 Sept. 1996. В этой работе рассмотрены два подхода к оценке канала: двумерная (2D) интерполяция и раздельная (2×1D) интерполяция.

В работе показано, что оптимальная линейная оценка канала является результатом двумерной частотно-временной интерполяции. Объединим используемые оценки канала пилот символов в вектор Z, а получаемые оценки канала информационных символов в вектор Н. Тогда оценка канала (минимизирующая средний квадрат ошибки) равна

где R _HZ - кроссковариационная матрица векторов Н и Z, R _ZZ - автоковариационная матрица вектора Z. В зависимости от числа используемых пилот символов и их относительных позиций размерность вектора Z и соответствующей автоковариационной матрицы R _ZZ меняются. Матрица R _HZ зависит от относительного положения оцениваемых информационных и пилот символов. На фиг.2 показана схема двумерной частотно-временной интерполяции. Оценка канала информационного символа (×) представляет собой линейную комбинацию 7 пилот символов (■).

Описанный метод двумерной (2D) интерполяции использует данные об уровне шума и статистике канала. Так как эта информация, как правило, отсутствует, в работе используется фиксация этих параметров для некоторых конкретных условий приема. Кроме того, сложность реализации двумерной (2D) интерполяции достаточно велика для практических приложений.

В работе показано, что при фиксированной сложности реализации наилучшие характеристики обеспечивает раздельная (2×1D) интерполяция в частотном и временном направлениях. Сначала для каждого OFDM символа выполняется интерполяция в частотной области

где Y ^(k) - вектор промежуточных оценок канала k-го OFDM символа, Z ^(k) - вектор оценок пилот символов k-го OFDM символа, R ^(k) - кроссковариационная матрица векторов Y ^(k) и Z ^(k), Т ^(k) - автоковариационная матрица вектора Z ^(k).

Затем для каждой поднесущей по результатам первой интерполяции, либо по пилот символам этой поднесущей осуществляется интерполяция во временной области

где Н ⁽ⁿ⁾ - вектор оценок канала информационных символов n-й поднесущей, Y ⁽ⁿ⁾ - вектор промежуточных оценок, V ⁽ⁿ⁾ - кроссковариационная матрица векторов Н ⁽ⁿ⁾ и

Y ⁽ⁿ⁾, Q ⁽ⁿ⁾ - автоковариационная матрица вектора Y ⁽ⁿ⁾.

На фиг.3 показана схема раздельной интерполяции в частотной (1) и временной (2) областях.

Использование раздельной интерполяции является хорошим компромиссом между сложностью и качеством оценивания. В то же время в алгоритме раздельной (2×1D) интерполяции используется ограниченное количество пилот символов ввиду конечного интервала корреляции в частотном и временном направлениях. Это снижает эффективность этого алгоритма оценки канала. Кроме того, неадаптивные алгоритмы оценки канала, к которым относится этот алгоритм, являются неэффективными для систем MIMO-OFDM (особенно с увеличением числа приемных и передающих антенн). Это объясняется значительной разницей между реальной статистикой канала и статистикой канала, предполагаемой в алгоритме оценки канала. Заметим также, что для неадаптивных алгоритмов имеет место проблема обращения корреляционной матрицы. Это ограничивает длину канала, которую может учесть неадаптивный алгоритм. Более того, в соответствии с описанным алгоритмом раздельной (2×1D) интерполяции сначала выполняют интерполяцию в частотной области, а затем во временной области. Такой порядок интерполяции не является оптимальным для длинных каналов, когда произведение длины импульсного отклика канала на полосу сигнала велико (≥0.4).

Наиболее близким к предлагаемому решению является способ оценки канала, описанный в патенте RU 2298286. Способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами // Гармонов А.В., Манелис В.Б., Каюков И.В., Кливленд Джозеф Роберт (US) / Опубл. 2007.04.27 // Бюл. №12, 2007.

Способ прототипа заключается в следующем:

- для каждой приемной антенны, для каждого многочастотного символа фрейма формируют корреляционные отклики пилот символов, используя результат синхронизации и осуществляя дискретное преобразование Фурье над блоками отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующего этому многочастотному символу,

- для каждой приемной антенны получают значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой из передающих антенн, используя корреляционные отклики пилот символов всех приемных антенн и информацию о положении пилот символов,

- усредняют значения частотных откликов канала пилот символов фрейма по всем передающим и приемным антеннам,

- для каждой пары передающей и приемной антенн, для каждой поднесущей, в которой присутствуют пилот символы передающей антенны, формируют Q отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении, используя значения частотных откликов канала пилот символов фрейма этой поднесущей,

- усредняют значения отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении по всем поднесущим, в которых присутствуют пилот символы передающей антенны, и всем парам передающих и приемных антенн многочастотной системы,

- формируют отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, используя усредненные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала во временном направлении и среднее значение частотных откликов канала пилот символов фрейма,

- формируют оценку круговой частоты Доплера многочастотной системы, используя отсчеты автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, для чего

- для каждого отсчета автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении из заданного интервала значений вычисляют оценку круговой частоты Доплера,

- усредняют вычисленные оценки круговой частоты Доплера

- получают оценку автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, используя оценку круговой частоты Доплера,

- для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы формируют опорные символы всех многочастотных символов фрейма, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временном направлении для поднесущих, в которых присутствуют пилот символы передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных пилот символов поднесущей с весами, определяемыми оценкой автоковариационной функции частотного отклика канала многочастотной системы во временном направлении, относительным расположением опорных пилот символов поднесущей, относительным расположением интерполируемого символа и опорных пилот символов поднесущей, а также предполагаемым отношением сигнал-шум,

- для каждого фрейма оценивают профиль многолучевости многочастотной системы, используя опорные символы, для чего

- для каждой пары приемной и передающей антенн, для каждого многочастотного символа по опорным символам этого многочастотного символа формируют доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала в частотном направлении, которые определяются взаимным расположением опорных символов,

- находят доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, усредняя сформированные доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала в частотном направлении по всем многочастотным символам всех пар приемной и передающей антенн,

- интерполируют отсутствующие отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, используя доступные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,

- объединяют доступные и интерполированные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,

- корректируют объединенные отсчеты автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении, умножая эти отсчеты на коэффициенты сглаживающего окна,

- формируют предварительную оценку профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, выполняя дискретное преобразование Фурье скорректированных отсчетов автокорреляционной функции частотного отклика канала многочастотной системы в частотном направлении,

- формируют оценку профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, осуществляя взвешенное суммирование предварительной оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и оценки профиля многолучевости многочастотной системы предыдущего фрейма,

- осуществляют выбор тех элементов оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма, которые превышают заданный порог,

- для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы для всех многочастотных символов фрейма осуществляют интерполяцию частотного отклика канала в частотном направлении путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных символов многочастотного символа с весами, определяемыми выбранными элементами оценки профиля многолучевости многочастотной системы текущего фрейма и позициями этих элементов, относительным расположением опорных символов, относительным расположением интерполируемого символа и опорных символов, а также предполагаемым отношением сигнал-шум, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов.

В прототипе сначала выполняют интерполяцию во временном направлении, а затем в частотном. За счет этого увеличивается число опорных символов и соответственно качество интерполяции в частотном направлении, что наиболее важно для длинных каналов. Однако такой порядок интерполяции не является оптимальным при быстрых изменениях канала во временной области и относительно медленных изменениях канала в частотной области, т.е., когда произведение частоты Доплера на длительность многочастотного символа велико, а произведение длины импульсного отклика канала на полосу сигнала относительно мало.

Задача, которую решает предлагаемое изобретение, - повышение точности оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами, которые функционируют в изменяющихся во времени частотно-селективных каналах.

Для решения этой задачи предлагается способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с несколькими передающими и приемными антеннами, заключающийся в следующем:

- для каждой приемной антенны, для каждого многочастотного символа фрейма формируют корреляционные отклики пилот символов, используя результат синхронизации и осуществляя дискретное преобразование Фурье над блоками отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующего этому многочастотному символу,

- для каждой приемной антенны получают значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой из передающих антенн, используя корреляционные отклики пилот символов всех приемных антенн и информацию о положении пилот символов,

- находят оценку частоты Доплера многочастотной системы, используя значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой пары приемной и передающей антенн,

- находят оценку длины импульсного отклика канала многочастотной системы, используя значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой пары приемной и передающей антенн,

- определяют нормированную оценку частоты Доплера многочастотной системы как произведение оценки частоты Доплера многочастотной системы и временного расстояния между соседними пилот символами одной поднесущей многочастотного сигнала,

- определяют нормированную оценку длины импульсного отклика канала многочастотной системы, как произведение оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы и частотного расстояния между соседними пилот тонами одного многочастотного символа,

- сравнивают нормированную оценку частоты Доплера многочастотной системы с нормированной оценкой длины импульсного отклика канала многочастотной системы, если нормированная оценка частоты Доплера многочастотной системы меньше нормированной оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы, для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы,

- формируют опорные тоны всех многочастотных символов фрейма, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временной области для каждой поднесущей многочастотного сигнала, в которой присутствуют пилот символы передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот символов поднесущей,

- для каждого многочастотного символа фрейма осуществляют интерполяцию частотного отклика канала в частотной области путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных тонов многочастотного символа, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов,

- если нормированная оценка частоты Доплера многочастотной системы не меньше нормированной оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы

- формируют опорные символы всех поднесущих многочастотного сигнала, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала в частотной области для каждого многочастотного символа, в котором присутствуют пилот тоны передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот тонов многочастотного символа,

- для каждой поднесущей многочастотного сигнала осуществляют интерполяцию частотного отклика канала во временной области путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных символов поднесущей многочастотного сигнала, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов.

Значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой из передающих антенн, получают, например, формируя отношения корреляционных откликов соответствующих пилот символов фрейма к априори известным значениям этих символов.

Веса в процедуре взвешенного суммирования при интерполяции частотного отклика канала во временной области определяются, например, в соответствии с байесовским методом.

Веса в процедуре взвешенного суммирования при интерполяции частотного отклика канала в частотной области определяются, например, в соответствии с методом максимального правдоподобия.

Сопоставительный анализ предлагаемого решения с прототипом показывает, что операции предлагаемого способа отличаются от операций прототипа следующим.

В прототипе сначала выполняют интерполяцию во временной области, а затем в частотной. В предлагаемом способе порядок интерполяции зависит от оценок частоты Доплера и длины импульсного отклика канала. Сначала выполняют интерполяцию в той области, где скорость изменения канала меньше. За счет этого после первой интерполяции увеличивается число опорных тонов (символов) и соответственно качество второй интерполяции в области с более высокой скоростью изменения канала.

Сопоставительный анализ заявляемого решения с другими техническими решениями в данной области техники не позволил выявить отличительные признаки, заявленные в формуле изобретения. Следовательно, заявляемое решение отвечает критериям "новизна", "техническое решение задачи", "промышленная применимость".

Перечень чертежей.

Фиг.1 - пример пилот структуры в частотно-временной области многочастотного сигнала.

Фиг.2 - пример двумерной частотно-временной интерполяции.

Фиг.3 - пример раздельной частотно-временной интерполяции.

Фиг.4 - вариант реализации предлагаемого способа.

Фиг.5 - сравнительные результаты моделирования.

Предлагаемый способ заключается в следующем:

- для каждой приемной антенны, для каждого многочастотного символа фрейма формируют корреляционные отклики пилот символов, используя результат синхронизации и осуществляя дискретное преобразование Фурье над блоками отсчетов входного цифрового комплексного сигнала, соответствующего этому многочастотному символу,

- для каждой приемной антенны получают значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой из передающих антенн, используя корреляционные отклики пилот символов всех приемных антенн и информацию о положении пилот символов,

- находят оценку частоты Доплера многочастотной системы, используя значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой пары приемной и передающей антенн,

- находят оценку длины импульсного отклика канала многочастотной системы, используя значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой пары приемной и передающей антенн,

- определяют нормированную оценку частоты Доплера многочастотной системы как произведение оценки частоты Доплера многочастотной системы и временного расстояния между соседними пилот символами одной поднесущей многочастотного сигнала,

- определяют нормированную оценку длины импульсного отклика канала многочастотной системы как произведение оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы и частотного расстояния между соседними пилот тонами одного многочастотного символа,

- сравнивают нормированную оценку частоты Доплера многочастотной системы с нормированной оценкой длины импульсного отклика канала многочастотной системы, если нормированная оценка частоты Доплера многочастотной системы меньше нормированной оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы, для каждой пары приемной и передающей антенн многочастотной системы

- формируют опорные тоны всех многочастотных символов фрейма, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временной области для каждой поднесущей многочастотного сигнала, в которой присутствуют пилот символы передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот символов поднесущей,

- для каждого многочастотного символа фрейма осуществляют интерполяцию частотного отклика канала в частотной области путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных тонов многочастотного символа, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов,

- если нормированная оценка частоты Доплера многочастотной системы не меньше нормированной оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы

- формируют опорные символы всех поднесущих многочастотного сигнала, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала в частотной области для каждого многочастотного символа, в котором присутствуют пилот тоны передающей антенны, путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот тонов многочастотного символа,

- для каждой поднесущей многочастотного сигнала осуществляют интерполяцию частотного отклика канала во временной области путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала опорных символов поднесущей многочастотного сигнала, в результате получая окончательную оценку канала многочастотной системы, которую в дальнейшем используют при демодуляции информационных символов.

Значения частотных откликов канала, соответствующих пилот символам фрейма каждой из передающих антенн, получают, например, формируя отношения корреляционных откликов соответствующих пилот символов фрейма к априори известным значениям этих символов.

Веса в процедуре взвешенного суммирования при интерполяции частотного отклика канала во временной области определяются, например, в соответствии с байесовским методом.

Веса в процедуре взвешенного суммирования при интерполяции частотного отклика канала в частотной области определяются, например, в соответствии с методом максимального правдоподобия.

Заявляемый способ оценки канала в многочастотных системах радиосвязи с K_Т передающими и K_R приемными антеннами осуществляют с помощью устройства, структурная схема которого приведена на фиг.4.

Предполагается, что для каждой приемной антенны выполнены процедуры фильтрации входного сигнала, его усиления, переноса на видеочастоту, аналого-цифрового преобразования, частотно-временной синхронизации, например, как приведено в книге Nee R. Prasad R. OFDM for Wireless Multimedia Communication, London: «Artech House», 2000.

Устройство на фиг.4 работает следующим образом. На входы устройства, а именно на первые и вторые входы блоков формирования корреляционных откликов пилот символов каждой приемной антенны 1.1÷1.K_R, поступают синфазные и квадратурные составляющие входного цифрового комплексного сигнала соответствующей приемной антенны. На третьи управляющие входы блоков 1.1÷1.K_R поступает импульсный сигнал синхронизации, импульсы которого (сигналы, равные логической единице) соответствуют моментам времени окончания очередного многочастотного символа фрейма. По сигналу окончания очередного многочастотного символа фрейма блоки формирования корреляционных откликов пилот символов каждой приемной антенны 1.1÷1.K_R формируют на своих выходах синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов пилот символов соответствующей приемной антенны. Блок формирования корреляционных откликов пилот символов i-й приемной антенны 1.i может быть выполнен, например, как в устройстве прототипа. Обозначим - комплексный корреляционный отклик пилот символа, переданного j-й антенной и принятого i-й антенной, на n-й поднесущей k-го многочастотного символа текущего фрейма. Синфазные и квадратурные составляющие комплексных корреляционных откликов пилот символов j-й передающей антенны и i-й приемной антенны с j-го выхода блока формирования корреляционных откликов пилот символов j-й приемной антенны поступают на первый вход блока оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны 2. j.i, а именно на первый вход узла формирования частотных откликов канала пилот символов 3 этого блока.

Значения комплексных частотных откликов канала (синфазные и квадратурные составляющие) формируются путем известной процедуры деления комплексных корреляционных откликов пилот символов на априори известные значения этих символов в соответствии со следующим выражением

где обозначает априори известное значение пилот символа, переданного j-й антенной на n-й поднесущей k-го многочастотного символа.

Синфазные и квадратурные составляющие комплексных частотных откликов канала пилот символов j-й передающей антенны и i-й приемной антенны с выхода узла 3 блока оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны 2.j.i, поступают на первые входы узла интерполяции во временной области по пилот символам 5 и узла интерполяции в частотной области по пилот символам 9 блока 2.j.i.

Выход узла 3 также является первым выходом блока оценки канала 2.j.i. Первые выходы блоков оценки канала всех передающих и приемных антенн 2.1.1÷2.K_T.K_R. соединены с соответствующими входами 1÷K_TK_R блока определения частоты Доплера 6 и блока определения длины импульсного отклика канала 7.

Блок определения частоты Доплера 6 формирует на своем выходе оценку частоты Доплера многочастотной системы, которая поступает на вход блока определения нормированной частоты Доплера 10 и на вторые входы всех блоков оценки канала 2.1.1÷2.K_T.K_R, а именно на вторые входы узлов интерполяции во временной области по пилот символам 5 и узлов интерполяции во временной области по опорным символам 8 этих блоков. Оценка частоты Доплера может быть выполнена, например, как в прототипе.

Блок определения длины импульсного отклика канала 7 находит оценку профиля многолучевости канала распространения, пример получения которой описан в прототипе. В блоке 7 оценка длины импульсного отклика канала формируется по положению многолучевой компоненты оценки профиля многолучевости с максимальной задержкой. С выхода блока 7 оценка длины импульсного отклика канала многочастотной системы поступает на вход блока определения нормированной длины импульсного отклика канала 11 и на третьи входы всех блоков оценки канала 2.1.1÷2.K_T.K_R, а именно на вторые входы узлов интерполяции в частотной области по опорным тонам 4 и узлов интерполяции в частотной области по пилот символам 9 этих блоков.

Блок 10 определяет нормированную оценку частоты Доплера многочастотной системы как произведение оценки частоты Доплера многочастотной системы и временного расстояния между соседними пилот символами одной поднесущей многочастотного сигнала d. С выхода блока 10 нормированная оценка частоты Доплера многочастотной системы поступает на первый вход блока сравнения 12.

Блок 11 определяет нормированную оценку длины импульсного отклика канала многочастотной системы как произведение оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы и частотного расстояния между соседними пилот тонами одного многочастотного символа q. С выхода блока 11 нормированная оценка длины импульсного отклика канала поступает на второй вход блока сравнения 12.

Блок 12 сравнивает нормированную оценку частоты Доплера многочастотной системы с нормированной оценкой длины импульсного отклика канала многочастотной системы. Если нормированная оценка частоты Доплера многочастотной системы меньше нормированной оценки длины импульсного отклика канала многочастотной системы, то блок 12 на своем первом выходе формирует сигнал, равный логической единице, а на втором выходе сигнал, равный логическому нулю. В противном случае блок 12 на своем первом выходе формирует сигнал, равный логическому нулю, а на втором выходе сигнал, равный логической единице. С первого выхода блока 12 сигнал поступает на четвертые входы всех блоков оценки канала 2.1.1÷2.K_T.K_R, а именно на третьи управляющие входы узлов интерполяции в частотной области по опорным тонам 4 и узлов интерполяции во временной области по пилот символам 5 этих блоков. Со второго выхода блока 12 сигнал поступает на пятые входы всех блоков оценки канала 2.1.1÷2.K_T.K_R, а именно на третьи управляющие входы узлов интерполяции во временной области по опорным символам 8 и узлов интерполяции в частотной области по пилот символам 9 этих блоков.

Узел интерполяции 5 блока оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны 2.j.i по управляющему сигналу, равному логической единице, формирует опорные тоны, осуществляя интерполяцию частотного отклика канала во временной области для каждой поднесущей многочастотного сигнала, в которой присутствуют пилот символы j-й передающей антенны. Опорные тоны формируются путем взвешенного суммирования значений частотных откликов канала пилот символов поднесущей. Веса определяются по оценке частоты Доплера многочастотной системы в соответствии с байесовским методом, например, как описано в прототипе или М.Sandell and О.Edfors. A comparative study of pilot-based channel estimators for wireless OFDM, Div. Signal Processing, Lulea Univ. Technology, Lulea, Sweden, Res. Rep. TULEA 1996: 19 Sept. 1996. Синфазные и квадратурные составляющие комплексных опорных тонов j-й передающей антенны и i-й приемной антенны с выхода узла 5 блока оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны 2.j.i поступают на первый вход узла интерполяции в частотной области по опорным тонам 4 блока 2.j.i.

Узел интерполяции 4 блока оценки канала j-й передающей антенны и i-й приемной антенны 2.j.i по управляющему сигналу, равному логической единице, осуществляет и