Когерентное слежение для чм-приемника стандарта впр с помощью антенной системы с коммутационным разнесением
Патент 2373660
Авторы
Правообладатели
Классы МПК
Когерентное слежение для чм-приемника стандарта впр с помощью антенной системы с коммутационным разнесением
Иллюстрации
Изобретение относится к области приема радиосигналов и может использоваться при приеме сигналов с помощью антенной системы с коммутационным разнесением. Достигаемый технический результат - обеспечение согласования переходных процессов коммутации и улучшение алгоритмов когерентного слежения. Способ когерентного слежения за радиосигналом, включающим в себя множество опорных поднесущих, подвергнутых цифровой модуляции, включает в себя этапы, на которых принимают символы, передаваемые на опорных поднесущих, объединяют символы опорных поднесущих с сопряженной величиной известной опорной последовательности для получения множества выборок, осуществляют медианную фильтрацию выборок для получения отфильтрованных выборок и сглаживают выборки для каждой из опорных поднесущих на множестве опорных поднесущих для получения когерентной оценки опорного сигнала для каждой из поднесущих. 6 н. и 26 з.п. ф-лы, 52 ил., 3 табл.
Реферат
Область техники, к которой относится изобретение
Это изобретение относится к способам и устройствам для приема радиосигналов, а более конкретно к таким способам и устройствам, которые включают в себя антенную систему с коммутационным разнесением.
Предшествующий уровень техники
Система HD RadioTM от iBiquity Digital Corporation предназначена для предоставления звука на цифровом уровне качества, превосходящем существующие аналоговые форматы радиовещания. Система HD RadioTM позволяет провести постепенную эволюцию от современных систем радиовещания с применением амплитудной модуляции (АМ-радиовещания) и радиовещания с применением частотной модуляции (ЧМ-радиовещания) к полностью цифровой системе стандарта внутриполосного поканального радиовещания (ВПР (IBOC)). Эта система предоставляет услуги передачи аудиоинформации и данных мобильным, переносным и стационарным приемникам от наземных передатчиков в существующих радиодиапазонах средних частот (MF; СЧ) и очень высоких частот (VHF; ОВЧ). Радиовещательные компании могут продолжать АМ- и ЧМ-радиовещание одновременно с новым, более высоким качеством и посредством более устойчивых цифровых сигналов, что обеспечивает этим компаниям и их слушателям возможность перейти от аналогового радиовещания к цифровому, поддерживая соответствующие им текущие присвоения частот.
Трансляция методом HD RadioTM в соответствии со стандартом ВПР осуществляется с помощью составного сигнала, который включает в себя множество поднесущих, полученных методом мультиплексирования с ортогональным разделением частот (МОРЧ (OFDM)), и опорных поднесущих в пределах радиовещательного канала. Для цифровой части ЧМ-сигнала стандарта ВПР в приемниках HD RadioTM стандарта ВПР используется когерентная демодуляция. Многочисленные функции, выполняемые опорными поднесущими для осуществления сбора, отслеживания и оценки информации о состоянии канала (ИоСК (CSI)) и когерентной работы, описаны в патенте США № 6549544. Система, описанная в патенте США № 6549544, предназначена для работы в полосе частот (88-108 МГц), отведенной для ЧМ-радиовещания, с замиранием по ширине полосы для согласования с приемниками, используемыми в транспортных средствах, быстро движущихся по автострадам. Различные параметры когерентного слежения оценивают с помощью фильтров, ширины полос которых приближаются к максимальной ожидаемой ширине полосы (приблизительно 13 Гц) доплеровских частот. При стационарной антенне релевантные статистики слежения за входным сигналом для алгоритмов слежения предполагаются изменяющимися по частоте, не превышающей ширину полосы доплеровских частот.
Приемники HD RadioTM стандарта ВПР можно использовать в сочетании с антенной системой с коммутационным разнесением. Антенная система с коммутационным разнесением включает в себя несколько (например, от 2-х до 4-х) антенных элементов, которые обычно заключены внутри стекла переднего или заднего окон транспортного средства. Эти элементы соединены с модулем переключения разнесения, который динамически выбирает один элемент или сочетание элементов для выдачи радиочастотного (РЧ) сигнала антенны в приемник. Модуль переключения разнесения также оперативно контролирует сигнал из приемника, чтобы определить, когда нужна коммутация. Типичный алгоритм «коммутации вслепую» устанавливает порог коммутации на основании среднего уровня сигнала промежуточной частоты (ПЧ) из приемника. Когда сигнал ПЧ падает ниже этого порога, коммутатор вслепую выбирает альтернативный элемент, от которого ожидается выдача лучшего сигнала. Если новый сигнал превышает порог, то коммутатор поддерживает выбор нового элемента. В противном случае модуль коммутации разнесения выбирает альтернативный элемент по истечении минимального количества времени задержки срабатывания. Этот процесс продолжается, и при этом модуль коммутации разнесения непрерывно обновляет свой порог (свои пороги). Пример такой антенной системы с коммутируемым разнесением представлен в патенте США № 6633258 В2 (H. Lindenmeier и др.) “Diversity System for Receiving Digital Terrestrial and/or Satellite Radio Signals for Motor Vehicles” («Система для приема с разнесением радиосигналов, передаваемых из наземных станций или спутников, для автомобилей»), выданном 14 октября 2003 г.
Теоретическое обоснование работы алгоритма коммутации разнесения базируется на разных мгновенных характеристиках замирания различных антенных элементов. Замирание при многолучевом распространении приводит к увеличению многочисленных лучей (многолучевых распространений) сигнала, прибывающего на принимающий антенный элемент в разные моменты времени. Например, длина волны при 100 МГц составляет приблизительно 10 футов. Если два распространения сигнала прибывают в момент времени, отличающийся от соответствующего по одной длине волны, т.е. 10 наносекунд (разность хода 10 футов), то эти сигналы будут складываться в фазе. Точно так же, если два луча прибывают на антенный элемент с временной разницей, соответствующей полудлине волны, то эти сигналы, складывающиеся в противофазе, будут взаимно уничтожаться. Это сложение или взаимное уничтожение является динамическим в движущемся транспортном средстве, где ширина полосы доплеровских частот приближенно определяется выражением BW=fc·s/c (где fc - частота несущей, s - скорость транспортного средства, c - скорость света). Ширина полосы доплеровских частот составляет приблизительно 10 Гц при скоростях, типичных для автострад. Следовательно, вектор сигнала (комплексная версия модуля и фазы) одного антенного элемента может изменяться с частотой примерно 10 Гц в этом примере. Тогда когерентное слежение за опорным сигналом и состоянием канала должно быть согласовано с шириной полосы 10 Гц, чтобы поддерживать когерентное слежение за сигналом.
Типичные антенные элементы в транспортном средстве могут подвергаться воздействию некоторых мгновенных условий замирания (в зависимости от промежутка между элементами и направлений многолучевых распространений). Например, один элемент может находиться на нуле замирания, а другой элемент - на максимуме. В транспортном средстве с несколькими такими элементами возникнет вероятность, что некоторый альтернативный элемент будет принимать существенно больший сигнал, когда заданный элемент испытывает замирание (взаимное уничтожение сигналов). Типичные элементы в многоэлементной антенной ЧМ-системе с разнесением будут иметь мгновенные условия замирания, которые можно было бы сделать до некоторой степени коррелированными, но их оставляют достаточно не коррелированными, чтобы можно было достичь желаемого выигрыша от разнесения с целью улучшения рабочих характеристик.
Когерентный цифровой модем в приемнике HD RadioTM стандарта IBOC предназначен для отслеживания замирания сигналов при скоростях транспортных средств, на которых ширина полосы доплеровских частот меньше 13 Гц. Использование антенн с коммутируемым разнесением в окнах транспортных средств вносит быстрые переходные процессы в когерентное слежение за цифровым сигналом, что ухудшает рабочие характеристики цифрового радиовещания. За переходными процессами, обусловленными динамической коммутацией антенн, невозможно уследить с помощью упомянутого ранее разработанного модема, что приводит к уменьшенной зоне обслуживания при цифровом радиовещании.
В этом изобретении предложен способ когерентного слежения, который обеспечивает согласование переходных процессов коммутации в антенной системе с коммутируемым разнесением. Он также обеспечивает улучшения алгоритмов когерентного слежения, которые используются автономно в антенной системе с коммутационным разнесением вслепую. Эти же алгоритмы могут также нивелировать ухудшение рабочих характеристик из-за импульсного шума или негауссова шума, например, от соседнего аналогового источника ЧМ-помех. Кроме того, улучшаются рабочие характеристики приемников, предусматривающих быструю автоматическую регулировку усиления (АРУ).
Краткое изложение сущности изобретения
Предложен способ когерентного слежения за радиосигналом, включающим в себя множество опорных поднесущих, подвергнутых цифровой модуляции. Способ включает в себя этапы, на которых принимают символы, передаваемые на опорных поднесущих, объединяют символы опорных поднесущих с сопряженной величиной известной опорной последовательности для получения множества выборок, осуществляют медианную фильтрацию выборок для получения отфильтрованных выборок и сглаживают выборки для каждой из опорных поднесущих по множеству опорных поднесущих для получения когерентной оценки опорного сигнала для каждой из поднесущих.
В еще одном аспекте в изобретении описан приемник для когерентного слежения за радиосигналом, включающим в себя, по меньшей мере, одну опорную несущую, подвергнутую цифровой модуляции. Приемник содержит вход для приема радиосигнала и процессор для когерентного слежения за радиосигналом, включающим в себя множество опорных поднесущих, подвергнутых цифровой модуляции, путем приема символов, передаваемых на опорных поднесущих, объединения символов опорных поднесущих с сопряженной величиной известной опорной последовательности для получения множества выборок, осуществления медианной фильтрации выборок для получения отфильтрованных выборок и сглаживания выборок для каждой из опорных поднесущих по множеству опорных поднесущих для получения когерентной оценки опорного сигнала для каждой из поднесущих.
В изобретении также описан способ когерентного слежения за радиосигналом, включающим в себя, по меньшей мере, одну опорную несущую, подвергнутую цифровой модуляции, включающий в себя этапы, на которых демодулируют опорную несущую для получения комплексных когерентных опорных коэффициентов усиления, обнаруживают переходный процесс, который влияет на комплексные когерентные опорные коэффициенты усиления, и регулируют комплексные когерентные опорные коэффициенты усиления в окрестности переходного процесса для получения отрегулированных комплексных опорных коэффициентов усиления. Переходный процесс может быть вызван коммутацией между антенными элементами или импульсным шумом.
В изобретении также описан приемник для когерентного слежения за радиосигналом, включающим в себя, по меньшей мере, одну опорную несущую, подвергнутую цифровой модуляции. Приемник содержит вход для приема радиосигнала и процессор для демодуляции опорной несущей для получения комплексных когерентных опорных коэффициентов усиления, для обнаружения переходного процесса, который влияет на комплексные когерентные опорные коэффициенты усиления, и для регулирования комплексных когерентных опорных коэффициентов усиления в окрестности переходного процесса для получения отрегулированных когерентных опорных коэффициентов усиления.
В еще одном аспекте в изобретении предложен способ оценки дисперсии шума символов в радиосигнале, когда шум может включать в себя выборки импульсообразного шума среди выборок гауссообразного шума, при этом способ включает в себя этапы, на которых суммируют входные выборки и когерентные опорные выборки для получения выборок ошибок, вычисляют квадраты выборок ошибок, разделяют возведенные в квадрат выборки гауссообразного шума и возведенные в квадрат выборки импульсообразного шума и осуществляют нелинейную фильтрацию квадратов выборок ошибок для получения оценки дисперсии шума, представляющей собой сумму долговременной усредненной дисперсии гауссообразного шума и кратковременной дисперсии импульсного шума.
Краткое описание чертежей
На фиг.1 приведено схематическое представление спектра гибридного сигнала, к которому может быть применено это изобретение.
На фиг.2 приведено схематическое представление спектра расширенного гибридного сигнала, к которому может быть применено это изобретение.
На фиг.3 приведено схематическое представление спектра полностью цифрового сигнала, к которому может быть применено это изобретение.
На фиг.4 приведено схематическое представление первого типа упорядочения частотных сегментов.
На фиг.5 приведено схематическое представление второго типа упорядочения частотных сегментов.
На фиг.6 приведено схематическое представление спектрального отображения опорных поднесущих нижней боковой полосы.
На фиг.7 приведено схематическое представление спектрального отображения опорных поднесущих верхней боковой полосы.
На фиг.8 представлена блок-схема модуля обработки управления системой.
На фиг.9 приведено схематическое представление последовательности данных управления системой первичных опорных поднесущих.
На фиг.10 представлена блок-схема дифференциального кодера.
На фиг.11 представлена высокоуровневая блок-схема функционального модуля когерентного опорного сигнала и CSI (ИоСК).
На фиг.12 представлена подробная высокоуровневая блок-схема функционального модуля когерентного опорного сигнала и ИоСК.
На фиг.13 приведено схематическое представление удаления данных из опорных поднесущих верхней первичной боковой полосы.
На фиг.14 представлена блок-схема оценки опорных поднесущих первичных боковых полос.
На фиг.15 представлена блок-схема оценки опорных поднесущих вторичных боковых полос.
На фиг.16 представлена блок-схема оценки дисперсии шума первичных боковых полос.
На фиг.17 представлена блок-схема оценки дисперсии шума вторичных боковых полос.
На фиг.18 представлена блок-схема взвешивания по ИоСК опорных поднесущих.
На фиг.19 представлена блок-схема генерирования весов синхронизации.
На фиг.20 приведено схематическое представление иллюстрации интерполяции опорных поднесущих для первичных боковых полос.
На фиг.21 представлена блок-схема интерполяции опорных поднесущих.
На фиг.22 представлена функциональная схема характерной антенной системы с коммутируемым разнесением.
На фиг.23 представлен график действительной и мнимой составляющих сигнала замирания (без шума) в случае коммутации через каждые 100 символов.
На фиг.24 представлен график действительной и мнимой составляющих отфильтрованного когерентного опорного сигнала замирания в окрестности переходного процесса на символе под номером 200 при отношении «сигнал - шум» (ОСШ), составляющем 10 дБ.
На фиг.25 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума (ОСШ 20 дБ).
На фиг.26 представлена блок-схема предварительной когерентной оценки опорного сигнала и шума.
На фиг.27 представлен график в случае 11-отводного фильтра с конечной импульсной характеристикой (КИХ-фильтра) для когерентной оценки опорного сигнала одиночной опорной поднесущей.
На фиг.28 представлен график в случае использования частотного фильтра (для получения опорных поднесущих).
На фиг.29 представлен график влияний типа фильтра на уменьшение ошибки оценки для когерентного опорного сигнала.
На фиг.30 представлен график сравнения характеристик 11-отводного FIR (КИХ)-фильтра и медианной фильтрации когерентного опорного сигнала.
На фиг.31 представлена блок-схема оценки опорного сигнала и шума согласно настоящему изобретению.
На фиг.32 представлен график импульсной характеристики фильтра с бесконечной импульсной характеристикой (БИХ-фильтра).
На фиг.33 представлен график реакции БИХ-фильтра на скачок.
На фиг.34 представлен график уменьшения ошибки в оценке шума как функции параметра «а» БИХ-фильтра.
На фиг.35 представлен график, иллюстрирующий влияния избыточного значения G∗ln(2) коэффициента усиления на вероятность выбора избыточного пути и на увеличенную среднюю оценочную дисперсию шума.
На фиг.36 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума (ОСШ 10 дБ) с исходным 11-отводным КИХ-фильтром и исходной БИХ оценкой шума с а=1/16.
На фиг.37 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума (ОСШ 10 дБ) с исходным 11-отводным КИХ-фильтром и БИХ оценкой шума с изменением, согласно которому а=1/8.
На фиг.38 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума (ОСШ 10 дБ) с исходным 11-отводным КИХ-фильтром, когда накладывается изменение дисперсии шума.
На фиг.39 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума (ОСШ 10 дБ) с 5-отводным медианным фильтром и БИХ оценкой шума с изменением, согласно которому а=1/8.
На фиг.40 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума (ОСШ 10 дБ) с 5-отводным медианным фильтром, когда накладывается изменение дисперсии шума.
На фиг.41 и 42 представлены графики частоты появления ошибок в блоках.
На фиг.43 представлена блок-схема приемника, который может обрабатывать сигналы в соответствии с изобретением.
На фиг.44 представлена блок-схема, иллюстрирующая метод оценки состояния канала, используемый в приемнике согласно фиг.43.
На фиг.45 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума.
На фиг.46 представлен еще один график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума.
На фиг.47 представлена функциональная блок-схема, иллюстрирующая генерирование когерентных опорных сигналов канала.
На фиг.48 представлен график, иллюстрирующий результаты алгоритма обнаружения переходных процессов.
На фиг.49 представлен еще один график, иллюстрирующий результаты алгоритма обнаружения переходных процессов.
На фиг.50 представлена функциональная блок-схема, иллюстрирующая коррекцию коэффициентов усиления когерентного канала в окрестности перехода.
На фиг.51 представлена блок-схема, иллюстрирующая модификацию оценки дисперсии шума.
На фиг.52 представлен график, иллюстрирующий влияния переходных процессов коммутации на оценки шума.
Подробное описание изобретения
На фиг.1 приведено схематическое представление спектра гибридного ЧМ-сигнала 50 стандарта IBOC, к которому может быть применено это изобретение. Этот сигнал включает в себя аналоговый модулированный сигнал 52, находящийся в центре радиовещательного канала 54, первое множество равноотстоящих друг от друга поднесущих 56, подвергнутых мультиплексированию с ортогональным разделением частот, в верхней боковой полосе 58, и второе множество равноотстоящих друг от друга поднесущих 60, подвергнутых мультиплексированию с ортогональным разделением частот (МОРЧ), в нижней боковой полосе 62. Поднесущие, подвергнутые цифровой модуляции, транслируются на меньшем уровне мощности, чем аналоговая модулированная несущая, для согласования с требуемыми канальными масками сигналов. Поднесущие, подвергнутые цифровой модуляции, разделены на сегменты, а различные поднесущие обозначены как опорные поднесущие. Частотный сегмент - это группа из 19-ти поднесущих, подвергнутых МОРЧ (МОРЧ-поднесущих) и содержащих 18 поднесущих, являющихся поднесущими данных, и одну опорную поднесущую.
Гибридный сигнал включает в себя аналоговый частотно-модулированный (ЧМ) сигнал и первичные основные поднесущие, подвергнутые цифровой модуляции. Цифровой сигнал передается в первичных основных (ПеО) боковых полосах по обе стороны от аналогового ЧМ-сигнала в гибридном сигнале. Уровень мощности каждой боковой полосы заметно ниже полной мощности аналогового ЧМ-сигнала. Аналоговый сигнал может быть монофоническим или стереофоническим и может включать в себя каналы, соответствующие регламенту санкционирования дополнительной связи (СДС) (Subsidiary Communications Authorization (SCA) - Регламент Федеральной комиссии связи (США) на ЧМ-вещание в системах озвучивания и звукоусиления).
Поднесущие находятся в равноотстоящих друг от друга местах частотного спектра. Места нахождения поднесущих имеют номера от -546 до +546. В сигнале, показанном на фиг.1, поднесущие находятся в местах под номерами от +356 до +546 и от -356 до -546. Этот сигнал обычно будет использоваться в начальной переходной фазе перед преобразованием в полностью цифровой сигнал.
Каждая первичная основная боковая полоса состоит из десяти частотных сегментов, которые распределены среди поднесущих под номерами от 356 до 545 или от -356 до -545. Поднесущие 546 и -546, также включенные в первичные основные боковые полосы, являются дополнительными опорными поднесущими. Амплитуду каждой поднесущей можно масштабировать с помощью масштабного коэффициента амплитуды.
В гибридном сигнале цифровой сигнал передается в первичных основных (ПеО) боковых полосах с любой стороны от аналогового ЧМ-сигнала. Уровень мощности каждой боковой полосы заметно ниже полной мощности аналогового ЧМ-сигнала. Аналоговый сигнал может быть монофоническим или стереофоническим и может включать в себя каналы, соответствующие регламенту СДС.
На фиг.2 приведено схематическое представление спектра расширенного гибридного сигнала, к которому может быть применено это изобретение. В расширенном гибридном сигнале полоса пропускания боковых полос гибридного сигнала может быть расширена к аналоговому ЧМ-сигналу, чтобы увеличить цифровую емкость. Этот дополнительный спектр, присваиваемый внутреннему краю каждой первичной основной боковой полосы, называется первичной расширенной (ПРа) боковой полосой.
Расширенный гибридный сигнал создают путем добавления первичных расширенных боковых полос к первичным основным боковым полосам, присутствующим в гибридном сигнале, как показано на фиг.2. В зависимости от режима обслуживания по внутреннему краю каждой первичной основной боковой полосы можно добавлять один, два или четыре частотных сегмента.
На фиг.2 приведено схематическое представление расширенного гибридного ЧМ-сигнала 70 стандарта ВПР. Этот расширенный гибридный сигнал создан путем добавления первичных расширенных боковых полос 72, 74 к первичным основным боковым полосам, присутствующим в гибридном сигнале, как показано на фиг.2. В зависимости от режима обслуживания по внутреннему краю каждой первичной основной боковой полосы можно добавлять один, два или четыре частотных сегмента.
Гибридный сигнал включает в себя аналоговый частотно-модулированный (ЧМ) сигнал и первичные основные поднесущие, подвергнутые цифровой модуляции (поднесущие под номерами от +356 до +546 и от -356 до -546) и несколько первичных расширенных поднесущих (поднесущие под номерами от +280 до +355 и от -280 до -355) или все первичные расширенные поднесущие. Этот сигнал обычно будет использоваться во время начальной переходной фазы, предшествующей преобразованию в полностью цифровой сигнал.
Каждая первичная основная боковая полоса включает в себя десять частотных сегментов и дополнительную опорную поднесущую, охватывающие поднесущие под номерами от 356 до 546 или от -356 до -546. Верхние первичные расширенные боковые полосы включают в себя поднесущие под номерами от 337 до 355 (один частотный сегмент), от 318 до 355 (два частотных сегмента) или от 280 до 355 (четыре частотных сегмента). Нижние первичные расширенные боковые полосы включают в себя поднесущие под номерами от -337 до -355 (один частотный сегмент), от -318 до -355 (два частотных сегмента) или от -280 до -355 (четыре частотных сегмента). Амплитуду каждой поднесущей можно масштабировать с помощью масштабного коэффициента амплитуды.
На фиг.3 приведено схематическое представление спектра полностью цифрового сигнала, к которому может быть применено это изобретение. На фиг.3 приведено схематическое представление полностью цифрового ЧМ-сигнала 80 стандарта ВПР. Этот полностью цифровой сигнал создан путем запрета аналогового сигнала, полного расширения ширины полосы первичных цифровых боковых полос 82, 84 и добавления вторичных боковых полос 86, 88 меньшей мощности в спектр, освобожденный аналоговым сигналом. Полностью цифровой сигнал в иллюстрируемом варианте осуществления включает в себя поднесущие, подвергнутые цифровой модуляции, в местах нахождения поднесущих по номерами от -546 до +546, без аналогового ЧМ-сигнала.
В дополнение к десяти основным частотным сегментам все четыре расширенных частотных сегмента присутствуют в каждой основной боковой полосе полностью цифрового сигнала. Каждая вторичная боковая полоса также имеет десять вторичных основных (ВтО) и четыре вторичных расширенных (ВРа) частотных сегмента. Однако в отличие от первичных боковых полос вторичные основные частотные сегменты отображаются ближе к центру канала, а расширенные частотные сегменты - дальше от этого центра.
Каждая вторичная боковая полоса также поддерживает малую вторичную защищенную (ВтЗ) область 90, 92, включающую в себя 12 МОРЧ-поднесущих и опорных поднесущих 279 и -279. Эти боковые полосы называются «защищенными», потому что они находятся в зоне спектра, вероятность воздействия аналоговых или цифровых помех в которой является наименьшей. Дополнительная опорная поднесущая находится в центре канала (0). Упорядочение частотных сегментов ВтЗ области не применяется, потому что ВтЗ область не содержит частотных сегментов.
Каждая вторичная основная боковая полоса содержит поднесущие под номерами от 1 до 190 или от -1 до -190. Верхняя вторичная боковая полоса включает в себя поднесущие под номерами от 191 до 266, а верхняя вторичная защищенная боковая полоса включает в себя поднесущие под номерами от 267 до 278 и опорную поднесущую под номером 279. Нижняя вторичная боковая полоса включает в себя поднесущие под номерами от -191 до -266, а нижняя вторичная защищенная боковая полоса включает в себя поднесущие под номерами от -267 до -278 и дополнительную опорную поднесущую под номером -279. Общая частотная протяженность полностью цифрового спектра составляет 396,803 Гц. Амплитуду каждой поднесущей можно масштабировать с помощью масштабного коэффициента амплитуды. Масштабные коэффициенты амплитуды вторичных боковых полос может выбирать пользователь. Для применения к вторичным боковым полосам можно выбрать любой из четырех коэффициентов.
Все три рассмотренные типа сигналов соответствуют выделенной в настоящее время маске спектральных излучений. Цифровой сигнал модулируют с помощью мультиплексирования с ортогональным разделением частот (МОРЧ (OFDM)). МОРЧ представляет собой процедуру параллельной модуляции, в которой поток данных модулирует большое количество ортогональных поднесущих, которые передаются одновременно. МОРЧ обладает гибкостью, легко обеспечивая отображение логических каналов на разные группы поднесущих.
МОРЧ-поднесущие собирают в частотные сегменты. На фиг.4 приведено схематическое представление первого типа упорядочения частотных сегментов. На фиг.5 приведено схематическое представление второго типа упорядочения частотных сегментов. Каждый частотный сегмент состоит из восемнадцати поднесущих данных и одной опорной поднесущей, как показано на фиг.4 (упорядочение А) и фиг.5 (упорядочение В). Положение опорной поднесущей (упорядочение А или упорядочение В) изменяется с изменением места нахождения частотного сегмента в пределах спектра.
Обработка сигналов осуществляется на уровнях протокола в передатчике цифровой радиовещательной системы для передачи аудиоинформации. Управляющие и информационные сигналы пропускаются через различные уровни стека протоколов для генерирования сигнала стандарта ВПР на радиовещающей стороне. Приемники обрабатывают этот сигнал на соответствующих уровнях протоколов.
Основная программная служба (Main Program Service) сохраняет существующие форматы программирования аналоговых радиосигналов как при аналоговой, так и при цифровой передаче. Кроме того, основная программная служба может предусматривать наличие цифровых данных, которые непосредственно коррелируются с программированием аудиоинформации.
Между равноправными уровнями (например, от уровня n на передающей стороне к уровню n на принимающей стороне) происходит обмен протокольным блоком данных (ПБД (PDU)). Фундаментальная цель любого уровня n стека протоколов заключается в доставке протокольных блоков данных, выдаваемых уровнем n+1 передатчика, на равноправный уровень n+1 принимающей системы. Полезная нагрузка ПБД уровня n+1 состоит из управляющей информации протокола (УИП (PCI)) уровня n+1 и ПБД верхнего уровня (уровня n+2).
Чтобы лучше понять эту идею, рассмотрим протекание информации от уровня n+1 к уровню n на передающей стороне. Протокольные блоки данных уровня n+1 должны быть упакованы так, как указано службой уровня n. Этот пакет называют служебным блоком данных или СБД (SDU). СБД уровня n включает в себя ПБД уровня n+1 и управляющую информацию СБД (УИСБД). Уровень n+1 создает СБД уровня n и посылает этот блок в уровень n через точку доступа к службе уровня n.
Когда уровень n получает СБД, он берет ПБД уровня n+1 и свою собственную управляющую информацию протокола (УИП), которая может включать в себя информацию, принимаемую в УИСБД, и создает ПБД уровня n. Затем ПБД уровня n посылается в равноправный уровень в принимающей системе, где процесс проходит, по существу, в обратном порядке, когда информация идет вверх по уровням протоколов. Следовательно, каждый уровень имеет свой равноправный ПБД и пересылает остальную информацию на следующий уровень в форме СБД.
Уровень L1 представляет собой физический уровень, в котором сигналы подготавливаются для передачи через антенну. Уровень L2 связан с уровнем L1. Для каждого частотного сегмента, поднесущие d1-d18 данных транспортируют протокольные блоки данных уровня L2, а опорные поднесущие транспортируют системную управляющую информацию уровня L1. Поднесущим присвоены номера от 0 на центральной частоте до ±546 на одном или другом конце распределения частот канала.
Помимо опорных поднесущих, находящихся в пределах каждого частотного сегмента, в зависимости от режима обслуживания в спектр вводятся до пяти дополнительных опорных поднесущих, а номера этих поднесущих таковы: -546, -279, 0, 279, 546. Общий эффект заключается в регулярном распределении опорных поднесущих по всему спектру. Для удобства обозначений каждой опорной поднесущей присвоен особый идентификационный номер между 0 и 60. Все опорные поднесущие нижних боковых полос показаны на фиг.6. Все опорные поднесущие верхних боковых полос показаны на фиг.7. На этих чертежах указана взаимосвязь между номерами опорных поднесущих и номерами МОРЧ-поднесущих.
На фиг.1-3 показаны количество поднесущих и центральная частота некоторых ключевых МОРЧ-поднесущих. Центральную частоту поднесущей вычисляют, умножая номер поднесущей на промежуток Δf между МОРЧ-поднесущими. Центр поднесущей под номером 0 находится на частоте 0 Гц. В этом контексте центральная частота является относительной для выделенного РЧ-канала, например, верхняя первичная основная боковая полоса ограничена поднесущими под номерами 356 и 546, центральные частоты которых расположены на 129,361 Гц и 198,402 Гц соответственно. Частотная протяженность первичной основной боковой полосы составляет 69,041 Гц (=198,402-129,361).
На фиг.8 представлена блок-схема модуля обработки управления системой. Канал управления системой (КУС (SCCH) транспортирует управляющую информацию и информацию о состоянии, используя поля в опорных поднесущих. Кроме того, несколько двоичных разрядов последовательности данных управления системой, названные «резервными», управляются с уровней выше L1 через первичный интерфейс зарезервированных данных управления и вторичный интерфейс зарезервированных данных управления. Режимы обслуживания предписывают все допустимые конфигурации логических каналов.
Под управлением более высоких уровней модуль обработки управления системой осуществляет сборку и дифференциальное кодирование последовательности двоичных разрядов (последовательности данных управления системой), предназначенных для каждой опорной поднесущей, как показано на фиг.8. Всего имеется до шестидесяти одной опорной поднесущей под номерами от 0 до 60, и эти поднесущие распределены по всему спектру, где осуществляется МОРЧ.
Как показано на фиг.8, модуль обработки управления системой принимает входные сигналы с уровня 2 через КУС. Используя эти входные сигналы управления системой, модуль 100 сборки данных управления системой создает последовательность двоичных разрядов управления системой протяженностью Tb для каждой из опорных поднесущих, количество которых составляет 61. Затем дифференциальный кодер 102 осуществляет дифференциальное кодирование каждой последовательности двоичных разрядов за раз. Результирующий выходной сигнал есть матрица R фиксированного размера 32×61. Размерность строк матрицы R соответствует количеству МОРЧ-символов на Tb, а размерность столбцов соответствует максимальному количеству активных опорных поднесущих на МОРЧ-символ. Матрица R доступна для модуля отображения МОРЧ-поднесущих со скоростью Rb. Кроме того, модуль обработки управления системой выдает подсчет блоков уровня L1 в уровень 2 со скоростью Rb через КУС.
Модуль сборки данных управления системой собирает всю управляющую информацию системы с уровня 2 и, компонуя ее вместе с управляющей информацией некоторого уровня, строит матрицу r, состоящую из 61 последовательностей 32-разрядных данных управления системой. Строки матрицы r имеют номера 0 … 31, а столбцы имеют номера 0 … 60. Каждая строка матрицы r содержит один двоичный разряд последовательности данных управления системой для каждой опорной поднесущей (перед дифференциальным кодированием) и передается в том же МОРЧ-символе. Строку под номером 0 заполняют первой. Любой заданный столбец матрицы r содержит последовательность данных управления системой для одной опорной поднесущей протяженностью 32 МОРЧ-символа.
На фиг.9 приведено схематическое представление последовательности 104 данных управления системой первичных опорных поднесущих. Эта последовательность данных управления системой состоит из полей двоичных разрядов, которые представляют собой различные компоненты управления системой. Опорные поднесущие, находящиеся в первичных боковых полосах, имеют поля, отличающиеся от тех, которые имеют опорные поднесущие, находящиеся во вторичных боковых полосах. Информация, заключенная в первичных опорных поднесущих, применяется только к первичным службам. Последовательность данных управления системой посредством первичных опорных поднесущих изображена на фиг.9 и охарактеризована в таблице 1. Двоичные разряды с 31-го по нулевой соответственно отображаются в строки с нулевой по 31-ю матрицы r. Вторичные опорные поднесущие охарактеризованы аналогичным образом.
| Таблица 1 Карта двоичных разрядов последовательности данных управления первичной системой | |||
| Поле | Номера двоичных разрядов | Длина в двоичных разрядах | Описание |
| Двоичные разряды синхронизации с четвертого по десятый | 31:25 | 7 | Двоичные разряды синхронизации с четвертого по десятый=0110010 |
| Второй резервный двоичный разряд | 24 | 1 | Управляется более высокими уровнями стека протоколов |
| Третий двоичный разряд четности | 23 | 1 | Проверка на четность для резервного двоичного разряда |
| Третий двоичный разряд синхронизации | 22 | 1 | Третий двоичный разряд синхронизации =1 |
| Нулевой и первый двоичные разряды идентификации опорной поднесущей (ИДОП (RSID)) | 21:20 | 2 | Фиксированный двухразрядный идентификатор для одной опорной поднесущей |
| Двоичный разряд указателя вторичного канала (УВК (SCI)) | 19 | 1 | 0=только первичный (гибридный или расширенный гибридный), 1=первичный и вторичный (полностью цифровой) |
| Второй двоичный разряд четности | 18 | 1 | Проверка на четность для ИДВК, а также нулевого и первого ИДОП |
| Второй двоичный разряд синхронизации | 17 | 1 | Второй двоичный разряд синхронизации =0 |
| Первый резервный двоичный разряд | 16 | 1 | Управляется более высокими уровнями стека протоколов |
| с нулевого по третий двоичные разряды счета блоков (СБ (BC)) уровня L1 | 15:12 | 4 | Счет по модулю 16, который получает приращение через 32 МОРЧ-символа |
| Первый двоичный раз |