Способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с n каналами передачи и м каналами приема

Способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с n каналами передачи и м каналами приема

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способу передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с множеством каналов передачи и множеством каналов приема.

Технология использования нескольких каналов передачи и нескольких каналов приема сигнала привлекает внимание как эффективный способ повышения пропускной способности канала связи, не требующий для этого дополнительных затрат частотно-временных ресурсов. В современных системах радиосвязи данная технология обычно реализуется с помощью более чем одной передающей и более чем одной приемной антенны, вследствие чего пространственный канал связи между передатчиком и приемником имеет множество входов (multiple inputs) и множество выходов (multiple outputs), а технология получила название MIMO (multiple-input-multiple-output).

Всю совокупность каналов распространения сигнала между передающими и приемными антеннами принято называть каналом MIMO. Один из способов увеличения пропускной способности состоит в одновременной передаче различных информационных потоков по различным пространственным подканалам канала MIMO. Мгновенная реализация канала MIMO характеризуется совокупностью коэффициентов передачи сигнала от каждой передающей к каждой приемной антенне. Данную совокупность оценивают на приемной стороне и используют при приеме сигнала.

В отношении использования оценки канала передающей стороной системы связи MIMO делятся на системы без обратной связи (open-loop MIMO), когда оценка канала недоступна передающей стороне, и системы с обратной связью (closed-loop MIMO), в которых информацию о канале связи используют при передаче сигнала.

В системах MIMO без обратной связи сигналы, передаваемые через различные антенны, создают взаимные помехи на приемной стороне. При этом приходится использовать весьма сложные способы приема для компенсации данных помех.

Известны также системы MIMO с обратной связью, где оценка канала используется при передаче сигнала. Это позволяет минимизировать уровень взаимных помех в точке приема и в результате значительно повысить пропускную способность канала MIMO.

Одной из наиболее серьезных проблем, характерных для систем MIMO с обратной связью, является обеспечение передающей стороны информацией о состоянии канала связи (ИСКС). В системах связи, использующих режим частотного разделения прямого и обратного каналов (частотного дуплекса), прямой и обратный канал системы связи независимы, так как используют различные частоты. Поэтому проблема обеспечения передающей стороны ИСКС решается с помощью специального канала обратной связи, по которому ИСКС, сформированную на приемной стороне, передают на передающую сторону. Канал обратной связи имеет, как правило, ограниченную емкость, в силу чего передаваемая по нему информация искажается за счет квантования и задержки. В системах связи, использующих режим временного разделения прямого и обратного каналов (временного дуплекса), обычно используют свойство зеркальности прямого и обратного каналов, и на передающей стороне необходимую ИСКС получают по сигналу обратного канала. Однако и для этого случая характерны искажения ИСКС, которые связанны, в основном, с задержкой между временными кадрами прямого и обратного каналов.

При увеличении скорости передачи данных в условиях широкой полосы частот значительно возрастает сложность реализации систем связи MIMO, так как канал MIMO испытывает искажения частотной селективности, которые во временной области проявляются как многолучевость. В этом случае эффективным методом является мультиплексирование с ортогональным частотным разделением - orthogonal frequency division multiplexing - (OFDM), которое эквивалентно представлению одного частотно-селективного канала множеством ортогональных частотно-плоских подканалов. Данный факт нашел отражение в развивающихся стандартах современных систем связи, таких как IEEE 802.16, 802.20, где предусмотрены все основные механизмы использования технологии MIMO-OFDM.

Наиболее сложной является реализация представленной выше технологии MIMO с обратной связью в системах, использующих OFDM, где сигнал передается по множеству частотных подканалов - поднесущих. В этом случае объем информации о канале связи, которой необходимо обеспечить передающую сторону, возрастает пропорционально количеству частотных поднесущих, в силу чего проблема ограниченной пропускной способности канала обратной связи стоит особенно остро.

Один из наиболее эффективных подходов к использованию информации о состоянии канала связи при передаче сигнала в системе связи MIMO это метод собственных подканалов, которые называют также собственными модами (см. Е.Telatar, "Capacity of Multi-antenna Gaussian Channels," Technical Memorandum, Bell Laboratories, Lucent Technologies, October 1995. Published in European Transactions on Telecommunications, Vol.10, No.6, pp.585-595, Nov/Dec 1999, http://mars.bell-labs.com/papers/proof], [1]; Miyashita, K., Nishimura, Т., Ohgane, Т., Ogawa, Y., Takatori, Y., Cho, K.: "High Data-Rate Transmission with Eigenbeam-Space Division Multiplexing (E-SDM) in a MIMO Channel," IEEE VTC Fall 2002, 3: 1302-1306 (2002) [2]; K.Miyashita, T.Nishimura, Т.Ohgane, Y.Ogawa, Y.Takatori, and K.Cho, "Eigenbeam-Space Division Multiplexing (E-SDM) in a MIMO Channel," Technical Report of IEICE, RCS2002-53, pp.13-18, 2002 (in Japanese) [3]). Метод собственных мод основан на разложении матрицы канала MIMO по сингулярным значениям (singular value decomposition - SVD). Данный подход позволяет, используя линейное преобразование сигнала в передатчике и приемнике, передать независимые информационные потоки по ортогональным пространственным подканалам, то есть практически без взаимных помех.

Преимуществом метода собственных мод является значительное повышение пропускной способности канала MIMO, а также и то, что в мобильном терминале может быть реализован весьма простой, линейный алгоритм приема.

Метод собственных мод предполагает, что передатчику известно мгновенное значение канальной матрицы или ее декомпозиция по сингулярным значениям.

Рассмотрим метод собственных мод в системе связи MIMO с N передающими и М приемными антеннами. Совокупность сигналов приемных антенн в данной системе может быть представлена как

где x=[x₁,…x_M]^T - М-мерный вектор принятых сигналов, s=[s₁,…S_N]^T - N-мерный вектор сигналов, передаваемых одновременно с N передающих антенн, Н - M×N канальная матрица, каждый элемент h_i,j которой представляет собой коэффициент передачи сигнала от j-й передающей к i-й приемной антенне, n=[n₁,…n_M]^T - М-мерный вектор помех приемных антенн, которые обычно полагают независимыми реализациями аддитивного Гауссова шума, [.]^T - знак транспонирования.

Один из вариантов выполнения метода собственных мод состоит в том, что формируют матрицу H^HH и выполняют ее разложение по собственным значениям, которое позволяет представить ее как

где U - унитарная матрица (размерности N×N), то есть такая, что U^H·U=I, I - матрица идентичности, (.)^H - символ транспонирования и комплексного сопряжения, Λ-N×N диагональная матрица сингулярных значений λ₁≥λ₂≥…≥λ_R,

Столбцы матрицы U называют собственными векторами матрицы H^HH.

Метод собственных мод состоит в том, что одновременно передают пакет символов а₁, …a_R, который может быть представлен вектором а=[а₁ а₂…a_R]^T. Перед передачей данного пакета выполняют предварительное линейное преобразование с использованием матрицы собственных векторов

В приемнике выполняют заключительное линейное преобразование вектора принятого сигнала x

Подстановка (1), (2) и (4) в (5) дает решающую статистику для оценки вектора а переданных символов модуляции

где - вектор преобразованного шума.

Поскольку Λ является диагональной матрицей Λ=diag(λ₁, λ₁, … λ_R), то из структуры решающей статистики (6) следует, что передаваемые символы не создают помех друг другу на приемной стороне, поскольку фактически каждый из символов вектора а передается по одному из ортогональных пространственных подканалов. Среднее значение спектральной эффективности, которую называют также удельной пропускной способностью, а иногда и просто пропускной способностью или емкостью канала MIMO, определяется как

где

- удельная пропускная способность каждого отдельного подканала, P_i - мощность сигнала, передаваемого в i-м подканале, σ² - дисперсия шума, Е{.} - символ математического ожидания.

Если предположить, что подканалы имеют одинаковую емкость C_i=С₁ i=2, …R, то суммарная емкость канала MIMO С=RC₁, то есть линейно увеличивается с увеличением числа антенн. Данное свойство позволяет значительно повысить пропускную способность канала связи. Как видно из формулы (8), мгновенная пропускная способность ортогональных подканалов канала MIMO является величиной случайной. Поэтому для реализации потенциально высокой пропускной способности канала MIMO необходимо выполнить адаптацию таких параметров как мощность и скорость передачи данных к мгновенным значениям пропускной способности ортогональных подканалов.

Основные проблемы реализации метода собственных мод связаны, во-первых, со сложностью алгоритмов адаптации мощности и скорости передачи по подканалам, а во-вторых, с большим объемом информации о канале связи, которой необходимо обеспечить передатчик. Данная проблема особенно остро стоит в системах связи MIMO-OFDM, где данный объем увеличивается пропорционально количеству поднесущих.

К настоящему моменту известно множество вариантов реализации метода собственных мод. Примерами могут служить выложенная заявка на патент США №20030235255 [4]; патент США №6760388 [5];

выложенная заявка на патент США №20060209975 [6]; международная заявка WO 2004077778 [7], в которых разработаны различные стратегии передачи информационных потоков по собственным модам канала MIMO.

Алгоритмы, предложенные в [4] и [5], предназначены для реализации в системах связи MIMO-OFDM и используют метод собственных мод с одинаковой модуляцией сигналов, передаваемых по различным модам. При этом выполняют распределение мощности передачи между собственными модами. При распределении используют известный метод "заполнения водой" ("water-filling") (см. W.Yu, W.Rhee, S.Boyd, J.M.Cioffi, "Iterative Water-Filling for Gaussian Vector Multiple-Access Channels," IEEE Transactions on Information Theory, vol.50, no.1, January 2004, pp.145-152 [8]; Zukang Shen, Robert W. Heath, Jr., Jeff Andrews, and Brian L. Evans. "Comparison of Space-Time Water-filling and Spatial Water-filling for MIMO Fading Channels," Global Telecommunications Conference, 2004. GLOBECOM '04, IEEE Publication Date: 29 Nov. - 3 Dec. 2004, Volume: 1, On page(s): 431-435 Vol.1, [9]), который позволяет увеличить суммарную емкость подканалов при ограничении на суммарную мощность передачи.

Оба алгоритма [4] и [5] используют сочетание обработки сигнала во временной и частотной области с целью снижения сложности реализации. При этом вместо линейного преобразования сигнала на каждой из частотных поднесущих выполняют свертку во временной области. Отличительной особенностью алгоритма [4] является использование инверсии канального отклика в частотной области с целью снижения межсимвольных помех, вызванных высокой частотной селективностью канала связи.

Недостатком алгоритмов [4] и [5] является довольно высокая сложность реализации, так как они включают сложный итеративный процесс распределения мощности между модами канала MIMO на каждой поднесущей и на каждом временном интервале передачи сигнала. И в то же время данные алгоритмы не позволяют реализовать потенциальную пропускную способность канала связи MIMO. Одной из причин этого является то, что данные алгоритмы используют одинаковую скорость передачи по ортогональным подканалам, в то время как значения фактической пропускной способности подканалов, как правило, сильно отличаются друг от друга. По этой причине передача по каналам, в которых скорость передачи превышает пропускную способность, выполняется с высокой вероятностью ошибки и общее качество передачи по каналу MIMO снижается.

Задача, которую решает способ, представленный в [6], состоит в снижении объема информации, передаваемой по каналу обратной связи, и эффективном распределении информационных потоков по собственным модам канала MIMO. Данная задача решается тем, что для передачи выбирается комбинация из K<=R сингулярных векторов, обеспечивающая максимальную величину оценки пропускной способности. По каналу обратной связи передаются не все, а лишь K<=R сингулярных векторов выбранного набора. В данном алгоритме все подканалы также используют одинаковую скорость передачи, а количество символов, одновременно передаваемых по каналу MIMO, случайно, так как зависит от количества выбранных сингулярных векторов K.

Недостатком данного подхода является то, что процесс выбора сингулярных векторов достаточно сложен, так как требует вычисления оценки пропускной способности для всевозможных комбинаций сингулярных векторов. Данное вычисление необходимо выполнять на каждом интервале передачи сигнала и на каждой из частотных поднесущих. Кроме того, случайное количество одновременно передаваемых символов затрудняет реализацию данного способа при пакетной передаче с фиксированными объемами информационных пакетов, которая используется в большинстве современных систем связи. Вместе с тем данный способ, по той же причине, что и способы [4] и [5], не позволяет реализовать потенциальную пропускную способность канала связи MIMO.

Наиболее близким к заявляемому изобретению является способ Е-SDM (eigenbeam-space division multiplexing), представленный в [2]. Он выбран в качестве прототипа заявляемого изобретения.

Способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема (прототип [2]) заключается в том, что

осуществляют передачу сигналов через N каналов передачи и прием сигналов через М каналов приема на заданной последовательности временных интервалов адаптации, при этом на каждом временном интервале адаптации

оценивают коэффициенты передачи сигнала по каналам связи, каждый из которых образован одним из N каналов передачи и одним из М каналов приема; и формируют канальную матрицу Н из данных коэффициентов,

определяют количество J сигналов, одновременно передаваемых по каналу связи, как ранг канальной матрицы Н,

формируют матрицу H^HH и выполняют ее разложение по собственным значениям, представляя в виде произведения H^HH=UΛU^H, где U - унитарная матрица собственных векторов, Λ - диагональная матрица собственных значений,

определяют множество доминантных собственных векторов как J собственных векторов, соответствующих J наибольшим собственным значениям,

определяют оптимальное сочетание видов модуляции и значений мощности передачи, используемых при одновременной передаче J сигналов по каналу связи, таким образом, что

формируют всевозможные комбинации (m₁, …, m_J) значений битовой загрузки для J передаваемых сигналов, причем битовую загрузку для сигнала определяют как количество двоичных символов, представляемое одним символом модуляции, используемой при передаче сигнала,

для каждой комбинации (m₁, …, m_J) из множества всевозможных комбинаций значений битовой загрузки J передаваемых сигналов определяют оптимальную совокупность значений мощности передачи P₁, … P_J как совокупность, обеспечивающую минимальную среднюю вероятность Ре ошибки приема J сигналов,

выбирают комбинацию (m₁, …, m_J) значений битовой загрузки, которая при соответствующей оптимальной совокупности значений мощности P₁, … P_J обеспечивает минимальное значение вероятности Ре,

по выбранной комбинации (m₁, …, m_J) значений битовой загрузки определяют оптимальное сочетание видов модуляции, используемых при передаче J сигналов, таким образом, что для каждого значения m_J определяют вид модуляции, при котором один символ модуляции представляет m_J двоичных символов,

из множества доминантных собственных векторов и совокупности значений мощности P₁, … P_J формируют матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов, а из множества доминантных собственных векторов и канальной матрицы Н формируют матрицу заключительного линейного преобразования, используемого при приеме сигналов,

используя оптимальное сочетание видов модуляции, формируют J сигналов и передают их через N каналов передачи таким образом, что каждый сигнал передают через каждый из N каналов передачи с соответствующим весовым коэффициентом, отражающим изменение амплитуды и фазы данного сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы предварительного линейного преобразования,

осуществляют прием сигналов по М каналам приема, при этом каждый из J переданных сигналов определяют как сумму сигналов М каналов приема с весовыми коэффициентами, каждый из которых определяет изменение амплитуды и фазы соответствующего сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы заключительного линейного преобразования.

Суть метода E-SDM [2] в том, что сформированный информационный поток двоичных символов демультиплексируют на J подпотоков, которые передают через J собственных подканалов канала MIMO. При этом количество подпотоков определяют адаптивно, используя декомпозицию по собственным значениям матрицы H^HH.

В процессе адаптации также определяют битовую загрузку подпотоков как количество двоичных символов (бит) на символ модуляции m_j и мощность P_j передачи одного символа модуляции в каждом j-м подпотоке (j=1, 2, …J). Параметр модуляции, определяющий количество бит, представляемых одним символом модуляции, принято называть также битовой загрузкой.

Адаптацию значений m_j и P_j выполняют по критерию минимума вероятности битовой ошибки, усредненной по всем подпотокам: . Для оценки используют формулу верхней границы вероятности ошибки в канале с белым Гауссовым шумом. В процессе адаптации рассматривают всевозможные комбинации [m₁, m₂, … m_J]. При этом для каждой комбинации (m₁, m₂, … m_J) определяют оптимальное распределение мощностей (P₁, P₂, …P_J) методом "заполнения водой" (water-filling). После этого выбирают комбинацию (m₁, m₂, … m_J), которая вместе с соответствующим распределением мощностей (P₁, Р₂, … P_J) обеспечивает минимум .

По выбранной комбинации значений битовой загрузки (m₁, m₂, … m_J) определяют соответствующие виды модуляции, выполняют модуляцию каждого из J подпотоков и передают по собственным подканалам канала MIMO. При этом вектор передаваемых сигналов формируют как

где a=[a₁, a₂, …a_J]^T - J-мерный вектор передаваемых символов, s=[s₁, …, s_N]^T - N-мерный вектор сигналов, передаваемых одновременно через соответствующие передающие антенны;

N×J матрица предварительного линейного преобразования, U - унитарная матрица собственных векторов, соответствующих J наибольшим собственным значениям, полученным в результате декомпозиции матрицы H^HH, - диагональная матрица значений мощности передачи.

Прием осуществляют с помощью М приемных антенн. При этом вектор оценок J переданных символов формируют как

где - J-мерный вектор оценок переданных символов, x=[x₁, …, x_M] - М-мерный вектор сигналов приемных антенн, W_rx=U^H·H^H - J×M матрица заключительного линейного преобразования.

Одним из недостатков способа E-SDM [2] является сложность реализации. В цикле адаптации, который выполняют на каждом временном интервале оценивания канала связи, рассматривают всевозможные комбинации значений битовой загрузки. Для каждой комбинации выполняют сложный итеративный процесс вычисления оптимальных значений мощности методом "заполнения водой". После этого для каждой комбинации значений битовой загрузки и соответствующей оптимальной комбинации значений мощности вычисляют значение вероятности битовой ошибки для каждого из J подпотоков, которые затем усредняют. Из средних значений, сформированных для каждой комбинации, выбирают минимум, и соответствующую комбинацию значений битовой загрузки и значений мощности выбирают как наилучшую. При этом на передающей стороне выполняют перестройку модуляторов и перераспределение значений мощности на каждом временном интервале оценивания канала связи.

Вместе с тем, данный весьма сложный процесс адаптации передачи и приема сигнала не гарантирует достижения потенциальной пропускной способности канала связи MIMO. Это связано, во-первых, с тем, что адаптация скорости передачи данных к мгновенному значению пропускной способности в принципе не может быть выполнена точно, так как регулировка скорости выполняется путем выбора вида модуляции из ограниченного количества видов модуляции, то есть довольно большими шагами. Во-вторых, не для всех видов модуляции возможен расчет вероятности битовой ошибки, и вместе с тем критерий минимума теоретической границы Чернова не гарантирует минимума фактической вероятности ошибки.

Задача, которую решает заявляемое изобретение, состоит в снижении сложности реализации при сохранении высокой эффективности передачи в системе связи MIMO с обратной связью.

Задача решается заявляемым способом передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема, который заключается в том, что

определяют интервал долговременной адаптации Та как временной интервал адаптации к медленно изменяющимся параметрам канала связи, и для каждого интервала Та

определяют количество J сигналов, одновременно передаваемых по каналу связи, и оптимальное сочетание видов модуляции, используемых при передаче этих сигналов таким образом, чтобы максимизировать пропускную способность канала связи,

осуществляют передачу сигналов через N каналов передачи и прием сигналов через М каналов приема на заданной последовательности временных интервалов адаптации Те<Та, при этом на каждом временном интервале Те

оценивают совокупность каналов связи, каждый из которых образован одним из N каналов передачи и одним из М каналов приема; и формируют канальную матрицу Н из коэффициентов передачи сигнала по каждому из данных каналов связи,

используя канальную матрицу Н, формируют матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов и матрицу заключительного линейного преобразования, используемого при приеме сигналов,

используя оптимальное сочетание видов модуляции, определенное для текущего интервала Та, формируют J сигналов и передают их через N каналов передачи таким образом, что каждый сигнал передают через каждый из N каналов передачи с соответствующим весовым коэффициентом, отражающим изменение амплитуды и фазы данного сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы предварительного линейного преобразования,

осуществляют прием сигналов по М каналам приема, при этом каждый из J переданных сигналов определяют как сумму сигналов М каналов приема с весовыми коэффициентами, каждый из которых определяет изменение амплитуды и фазы соответствующего сигнала, при этом в качестве весовых коэффициентов используют элементы матрицы заключительного линейного преобразования.

При этом интервал долговременной адаптации Та определяют как временной интервал от начала до конца сеанса связи между передающей и приемной стороной, или

интервал долговременной адаптации Та определяют в зависимости от максимальной скорости относительного перемещения между передающей и приемной сторонами,

матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов, формируют таким образом, что

из канальной матрицы Н формируют матрицу H^HH и выполняют ее разложение по собственным значениям, представляя в виде произведения H^HH=UΛU^H, где Λ - диагональная матрица собственных значений, U - унитарная матрица собственных векторов,

определяют множество доминантных собственных векторов как J собственных векторов, соответствующих J наибольшим собственным значениям,

матрицу предварительного линейного преобразования, используемого при передаче сигналов, формируют как матрицу W_tx, столбцами которой являются доминантные собственные векторы,

матрицу заключительного линейного преобразования, используемого при приеме сигналов, формируют как W_rx=W_tx·H^H, где W_tx - матрица предварительного линейного преобразования.

Таким образом, заявляемый способ является более простым в реализации по сравнению со способом-прототипом и при этом обеспечивает высокую эффективность передачи и позволяет получить значительное повышение пропускной способности относительно систем MIMO без обратной связи.

Рассмотрим подробнее за счет чего достигается лучший технический эффект заявляемого изобретения по сравнению со способом-прототипом и другими техническими решениями, известными из уровня техники.

Заявляемый способ использует метод собственных подканалов или собственных мод канала MIMO. Суть подхода собственных подканалов состоит в том, что через канал MIMO, имеющий N входов (передающих антенн) и М выходов (приемных антенн), одновременно передают J сигналов. Перед передачей выполняют предварительное линейное преобразование данных сигналов, в результате которого каждый сигнал передают через каждую из N антенн с соответствующим весовым коэффициентом. Весовой коэффициент передачи представляет собой комплексное число, модуль которого определяет изменение амплитуды сигнала, а аргумент - изменение фазы сигнала.

На приемной стороне выполняют заключительное линейное преобразование, то есть каждый из сигналов М приемных антенн также умножают на соответствующий весовой коэффициент. При этом используют J наборов весовых коэффициентов заключительного линейного преобразования, соответствующих J переданным сигналам. Каждый из данных J наборов обычно представляют М-мерным вектором, а множество наборов предварительного и множество наборов заключительного преобразований представляют соответствующими матрицами.

Передача и прием какого-либо из J сигналов с определенными векторами весовых коэффициентов предварительного и заключительного линейных преобразований может рассматриваться как передача данного сигнала по пространственному каналу, образованному данными векторами весовых коэффициентов.

Векторы весовых коэффициентов могут быть установлены таким образом, что одновременно передаваемые сигналы не создадут взаимных помех. В этом случае соответствующие пространственные каналы являются взаимно ортогональными. Один из известных способов создания взаимно ортогональных пространственных подканалов состоит в использовании собственных подканалов канала связи MIMO.

Собственными подканалами канала связи MIMO называют пространственные подканалы, создаваемые сингулярными векторами канальной матрицы Н или собственными векторами матрицы H^HH. При этом матрицу предварительного линейного преобразования формируют как

где u₁, u₂, …, u_J - J столбцов матрицы U, представляющей декомпозицию H^HH=UΛU^H.

Матрицу заключительного линейного преобразования формируют по формуле

Пропускная способность каждого из подканалов (8) и суммарная пропускная способность канала связи MIMO зависят от мгновенной реализации канальной матрицы Н и являются величинами случайными. Статистические характеристики этих случайных величин зависят от статистических свойств канальной матрицы, которые обычно представляют с помощью вероятностных распределений ее элементов и матрицы корреляции. Данные свойства в большой степени зависят от типа канала, связи и в конечном итоге от конфигураций антенных систем и среды рассеяния.

В процессе исследований и разработки систем связи обычно используют типовые модели канала связи, наиболее распространенной из которых является модель, в которой элементы канальной матрицы Н имеют одинаковое вероятностное распределение и взаимную ковариацию, соответствующую ковариационной матрице R. В качестве вероятностных распределений часто используют распределения, соответствующие каналу с Релеевскими замираниями сигнала - в отсутствие сигнала прямой видимости, - или каналу с Райсовскими замираниями - при наличии сигнала прямой видимости. При этом Релеевскому каналу соответствует Гауссово распределение элементов канальной матрицы Н с нулевым средним, Райсовскому каналу - то же распределение с ненулевым средним.

Исследование статистических свойств сингулярных значений канальной матрицы для наиболее распространенного Релеевского канала связи показывает, что упорядоченные по величине сингулярные значения имеют значительное различие как по мгновенным, так и по средним значениям (см. Harold Artes, Dominik Seethaler, and Franz Hlawatsch, "Efficient Detection Algorithms for MIMO Channels: A Geometrical Approach to Approximate ML Detection" IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING, VOL.51, NO.11, NOVEMBER 2003, pp.2808-2820 [10]). Поэтому передача по собственным подканалам потоков с одинаковой скоростью приведет к снижению качества приема символов, передаваемым по менее емким подканалам, и соответственно к общему снижению качества связи. Поэтому реализация максимальной потенциальной пропускной способности канала MIMO возможна на основе адаптивного распределения битовой загрузки пространственных подканалов, что и выполняется в известных алгоритмах, например в способе-прототипе [2].

При передаче по собственным подканалам канала связи MIMO выполняют также и адаптацию значений мощности передачи по каждому из подканалов. Обычно при этом выполняют алгоритм "заполнения водой", согласно которому мощность передачи сигнала в собственных подканалах устанавливают в зависимости от соответствующих сингулярных значений, уровня шума и ограничения на суммарную мощность передачи (см. [8]). Этот процесс обычно выполняют итеративно. Адаптация значений мощности не всегда приводит к значительному увеличению пропускной способности канала. Например, результаты моделирования, представленные в [9], показывают, что используемый прототипом метод "заполнения водой" обеспечивает энергетический выигрыш менее децибела.

Вместе с тем, алгоритмы адаптации значений мощности и битовой загрузки ортогональных подканалов значительно усложняют реализацию алгоритма MIMO с обратной связью, как уже упоминалось выше при анализе и критике способа-прототипа. Были указаны также основные причины того, что данный весьма сложный процесс адаптации передачи и приема сигнала не гарантирует достижения потенциальной пропускной способности канала связи MIMO.

Заявляемое изобретение представляет собой более простой в реализации способ, основанный на методе собственных мод, который, тем не менее, обеспечивает высокую эффективность передачи и позволяет получить значительное повышение пропускной способности, относительно систем М1МО без обратной связи.

Технический эффект достигается за счет того, что в отличие от способа прототипа, адаптацию значений m_k битовой загрузки подканалов выполняют на временном интервале долговременной адаптации Та, который выбирают значительно больше, чем интервал оценивания канала связи Те. Данную долговременную адаптацию осуществляют по соотношениям между величинами сингулярных значений канальной матрицы, усредненным за период Та. По этим же усредненным соотношениям определяют и количество используемых подканалов J. При этом используют равномерное распределение мощности передачи через ортогональные собственные подканалы.

Алгоритм упрощается за счет того, что адаптация значений битовой загрузки подканалов и количества используемых подканалов выполняют лишь на достаточно длинном временном интервале долговременной адаптации Та. При этом сокращается количество информации о канале связи, которой необходимо обеспечивать передатчик на каждом из коротких временных интервалов Те.

Способ заявляемого изобретения допускает наиболее простой вариант реализации, в котором временной интервал долговременной адаптации Та определяют как временной интервал от начала до конца сеанса связи между передающей и приемной сторонами. В этом случае усредненные соотношения между упорядоченными сингулярными значениями матрицы H^HH оценивают для типового канала связи, например для канала с релеевскими замираниями и некоторой оценочной корреляционной матрицей. При отсутствии информации о корреляционной матрице может использоваться модель со статистически независимыми элементами канальной матрицы Н. Данное оценивание выполняют заранее до сеанса связи путем математического расчета или компьютерного моделирования с учетом конфигураций антенных систем передающей и приемной сторон.

Безусловно, статистические свойства реального канала связи могут отличаться от свойств типового канала, используемого для определения битовой загрузки. Однако наиболее важные свойства реального канала связи, например, такие, как максимальная взаимная корреляция между сигналами, определяются в значительной степени конфигурацией антенной системы и могут быть учтены заранее - до сеанса связи. Поэтому связанное с этим снижение пропускной способности не велико и во многих случаях сравнимо со снижением, обусловленным неточностью процесса адаптации значений мощности и битовой загрузки подканалов по мгновенным оценкам канальной матрицы Н. Это установлено в процессе моделирования, выполненного как для канала нулевой, так и с высокой корреляцией между элементами матрицы Н.

В данном наиболее простом варианте реализации комбинации значений битовой загрузки (m₁, m₂, …m_R), R=min(N,M) могут храниться в памяти для нескольких вариантов конфигураций антенных систем передающей и приемной сторон.

Таким образом, заявляемое изобретение представляет собой эффективный по сочетанию качества и сложности реализации способ передачи и приема информации в системе связи MIMO с обратной связью.

Ниже рассмотрим подробнее пример осуществления заявляемого изобретения со ссылкой на чертежи.

На фиг.1 выполнен общий вид структуры системы связи.

На фиг.2 - структурная схема передатчика системы радиосвязи MIMO-OFDM, на котором реализуется способ передачи-приема сигналов в системе радиосвязи с N каналами передачи и М каналами приема согласно заявляемому изобретению.

На фиг.3 - структурная схема блока предварительной пространственной обработки.

На фиг.4 - структурная схема узла модуляторов.

На фиг.5 - структурная схема блока обработки контрольной информации.

На фиг.6 - структурная схема приемника системы связи MIMO-OFDM, на котором реализуется способ согласно заявляемому изобретению.

На фиг.7 - структурная схема блока заключительной пространственной обработки.

На фиг.8 - структурная схема узла демодуляторов.

На фиг.9 - структурная схема блока формирования контрольной информации для 1-го варианта определения интервала долговременной адаптации.

На фиг.10 - структурная схема блока формирования контрольной информации для 2-го варианта определения интервала долговременной адаптации.

На фиг.11 - иллюстрация экстраполяции канальной матрицы.

На фиг.12 - временная диаграмма формирования оценки канала, экстраполяции и использования экстраполированной оценки.

На фиг.13 приведены характеристики помехоустойчивости а