Способ повышения широкополосности приемопередающего модуля фазированной антенной решетки, использующего генерацию сигналов методом прямого цифрового синтеза, и варианты его реализации

Способ повышения широкополосности приемопередающего модуля фазированной антенной решетки, использующего генерацию сигналов методом прямого цифрового синтеза, и варианты его реализации

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Предлагаемое изобретение относится к радиолокации, в частности к приемо-передающим модулям (ППМ) активной фазированной антенной решетки (АФАР), управляемой как по направлению излучения и приема, так и по параметрам модуляции зондирующего сигнала, работающей в составе импульсно-доплеровской бортовой радиолокационной станции (БРЛС). Изобретение может быть использовано в АФАР импульсных РЛС с произвольной внутриимпульсной модуляцией.

В настоящее время в БРЛС наблюдается переход к АФАР, т.е. переход к распределенному генерированию, распределенному приему и обработке сигналов. Использование АФАР резко повышает оперативность пространственно-временной модуляции, что обеспечивает своевременность получения информации о многих целях по нескольким направлениям, решать многофункциональные задачи на базе одной БРЛС, в том числе: передний и переднебоковой обзор, измерение высоты полета, обнаружение препятствий, синтез апертуры, измерение скорости летательного аппарата (ЛА). Одним из краеугольных вопросов создания современных АФАР является построение широкополосных ППМ, работающих в связке с одиночными приемо-передающими элементами антенной решетки (АР), обеспечивающими когерентное формирование передающих и прием отраженных сигналов со всех элементов АР, управляемых цифровым способом с высокой точностью по параметрам излучения и приема: частоте, начальной фазе, закону модуляции.

Известна АФАР [1], состоящая из множества элементов АР, соединенных через циркулятор со своими передающими (ПМ) и приемными (ПРМ) модулями. При излучении все ПМ по данным управляющего процессора формируют сигналы с одинаковой частотой, с заданными индивидуально для каждого ПМ начальными фазами, обеспечивающими сложение всех излучаемых элементами АР сигналов в пространстве с формированием диаграммы направленности в заданном направлении. Синтез несущей частоты и начальной фазы сигнала в каждом ПМ обеспечивается формированием управляемого по частоте и фазе сигнала на промежуточной частоте в виде последовательности цифровых отсчетов генератором прямого цифрового синтеза (ГПЦС), преобразованием цифровых отсчетов в дискретный аналоговый сигнал, фильтрации его на центральной частоте, переноса полученного на промежуточной частоте сигнала на несущую с помощью смесителя и гетеродинного сигнала, общего для всех ПМ, усиления по мощности и подвод усиленного сигнала к излучающему элементу АР через циркулятор. ГПЦС каждого ПМ управляется единым процессором приема-передачи и используется как при формировании передаваемого сигнала, так и при приеме. При приеме сигнал каждого элемента АР через циркулятор поступает на квадратурный балансный смеситель, где с помощью общего для всех ПРМ гетеродинного сигнала переносится на промежуточную частоту с получением квадратур. Квадратурный сигнал оцифровывается, демодулируется по навязанной при излучении фазе цифровым способом (фазируется на прием с излученного направления) с помощью перемножения оцифрованных квадратур принятого сигнала с квадратурами опорного сигнала, сформированного ГПЦС, выходные квадратурные сигналы со всех ПРМ когерентно и согласованно по пространству и времени обрабатываются единым процессором приема-передачи.

Недостатком устройства являются ограниченные возможности данной АФАР по повышению помехозащищенности, так как не предусматривается излучение и прием сложного сигнала, позволяющего снизить излучаемую мощность, относительно невелик диапазон перестройки несущей частоты зондирующего сигнала, связанный с возможностью ГПЦС. Для повышения помехозащищенности от помеховых сигналов желательно увеличение значения широкополосности АФАР как по полосе перестройки несущих частот, так и по ширине спектра зондирующего сложного сигнала.

Известен способ построения широкополосной излучающей АФАР [2], передающие модули которой способны одновременно формировать модуляцию нескольких зондирующих сигналов на разных частотах и на разные направления. АФАР состоит из множества ПМ, каждый из которых соединен с одним из излучающих элементов АР. Синтез модуляции сигнала, его несущей частоты и начальной фазы в каждом модуле обеспечивается с помощью одного или нескольких генераторов частоты, использующих ГПЦС, управляемых сигналом управляющего процессора. В последнем случае предполагается суммирование оцифрованных сигналов, формируемых N ГПЦС. Каждый ГПЦС формирует свой управляемый сигнал с заданной несущей частотой, внутри - и межпериодной модуляцией и начальной фазой. Сигналы суммируются в цифровом виде, преобразуются в аналоговый дискретный сигнал несущей частоты, который усиливается и излучается одиночным элементом АР.

Недостатком способа является относительная узость частотного диапазона, в котором работает АФАР, определяемая диапазоном рабочих частот ГЦПС.

Известен управляемый по частоте и фазе ППМ, используемый в АФАР [3], взятой в качестве прототипа. В одном из его вариантов выходной передаваемый сигнал на несущей частоте получают с помощью квадратурного балансного смесителя, на вход которого поступает сигнал когерентного гетеродина, общего для всех ППМ, и квадратурный сигнал промежуточной частоты, вырезанный из сигналов, формируемых двумя ГПЦС со сдвигами на ω/2. Начальные фазы ГПЦС каждого ППМ программируются индивидуально исходя из сложения сигналов элементов АР в пространстве с формированием диаграммы направленности в заданном направлении. Вырезка сигнала ГПЦС формируется переключателем приема-передачи. Выходной сигнал балансного смесителя на несущей частоте усиливается по мощности, подводится через антенный переключатель к соответствующему элементу АР и синхронно с сигналами других ППМ излучается. Отраженный сигнал, принятый элементом АР через последовательно соединенные антенный переключатель, малошумящий усилитель и переключатель приема-передачи, поступает на квадратурный балансный смеситель, где с помощью гетеродинного сигнала переносится на промежуточную частоту. Далее с помощью квадратурного балансного смешивания с квадратурным сигналом промежуточной частоты на выходах двух ГПЦС сигнал переносится на видеочастоту, оцифровывается и поступает с выхода ППМ в процессор. Здесь суммируют сигналы ППМ с разными весами и получают один или несколько выходных сигналов АФАР (к примеру, суммарный и два разностных по азимуту и углу места соответственно), далее обрабатываемых для обнаружения цели и измерения ее параметров.

Недостатками ППМ являются относительно узкий диапазон перестройки несущих частот, определяемый полосой частот, в которой работает ГПЦС, и отсутствие внутриимпульсной модуляции зондирующего сигнала, позволяющей повысить потенциал связи и помехозащищенность БРЛС.

Целью предлагаемого изобретения является повышение широкополосности АФАР и соответственно повышение помехозащищенности БРЛС с АФАР за счет расширения полосы перестройки несущих частот сигнала, внутриимпульсной модуляции сигнала и расширения спектра излучаемого частотно-модулированного сигнала при одновременном снижении требований к быстродействию ГПЦС в ППМ.

Способ реализации поставленной цели в ППМ для АФАР включает получение методом прямого цифрового синтеза двух аналоговых дискретных квадратурных сигналов (АДКС) передачи и приема, управляемых по фазе и частоте цифровым способом, синхронизированных импульсом синхронизации с периодом модуляции, общим для всех ППМ, входящих в АФАР. Методом квадратурного балансного смешивания сдвигают АДКС передачи на частоту когерентного эталонного сверхвысокочастотного (СВЧ) сигнала, общего для всех ППМ АФАР Вырезают из синтезированного сигнала несущей частоты СВЧ импульсы длительностью τ, усиливают по мощности и используют на элементе АР в качестве зондирующего. Отраженный сигнал, принятый элементом АР на интервале приема между зондирующими импульсами, усиливают и методом квадратурного балансного смешивания с гетеродинным сигналом переносят на промежуточную частоту. Затем сигнал оцифровывают для последующего весового суммирования с выходными оцифрованными сигналами всех ППМ и получения суммарных и разностных отраженных сигналов. При этом АДКС передачи и приема формируются как сигналы с программируемой цифровым способом частотой, фазовой модуляцией и начальной фазой. Синтез несущей частоты зондирующего сигнала производится путем умножения частоты сигнала АДКС передачи, сдвинутого на частоту когерентного эталонного СВЧ сигнала, на целое число k. Синтез гетеродинного сигнала, используемого для переноса отраженного сигнала на промежуточную частоту, производится путем сдвига АДКС приема на частоту когерентного эталонного СВЧ сигнала методом квадратурного балансного смешивания и последующего умножения частоты полученного сигнала в k раз. Начальная программируемая фаза АДКС передачи в k раз меньше расчетной начальной фазы излучаемого элементом АР сигнала. Закон фазовой модуляции АДКС передачи равен расчетному закону фазовой модуляции излучаемого элементом АР сигнала, деленному на целое число k. Частота АДКС приема устанавливается равной разности частоты АДКС передачи, задержанной на время распространения отраженного сигнала, и промежуточной частоты, деленной в целое число k раз. Начальная фаза АДКС приема равна начальной расчетной начальной фазе АДКС передачи. Частота выборки ω_в отраженного сигнала при оцифровке выбирается из условия переноса спектра сигнала на частоту ω_o=(ω_пр)mod(ω_в) и обеспечения условия Найквиста (ω₀+0,5Δω_с)<0,5ω_в, где Δω_с - ширина спектра зондирующего сигнала.

Согласно предлагаемому способу в каждом i-м ППМ АФАР получают методом прямого цифрового синтеза две пары АДКС передачи u_1i и приема u_2i:

где А_1с=A₁cosφ_01i, A_1s=A₁sinφ_01i, A_2c=A₂cosφ_02i, A_2s=A₂sinφ_02i - амплитуды квадратурных составляющих сигналов АДКС передачи и приема соответственно, зависящие от требуемых амплитуд A1, A2 и начальных фаз излучаемого φ_0i1 или принимаемого φ_0i2 i-ым элементом АР сигналов. АДКС всех ППМ синхронизированы внешним сигналом с периодом модуляции Т_м, и формируются с программно установленными начальными амплитудами квадратурных составляющих A_1c, A_1s, А_2с, A_2s (фазами φ_01i и φ₀₂), фазовой модуляцией φ_i1(t) и φ_i2(t) и частотами ω₀₁ и ω₀₂ в соответствии с положением i-ого элемента АР, на который работает i-ый ППМ, и направлением визирования АФАР. При этом частота АДКС приема с учетом неоднозначности периода повторения и времени распространения t_r отраженного сигнала выставляется равной

ω₀₂(t)=ω₀₁(t-t_rn)-ω_пр/k,

где ω_пр - промежуточная частота и k - целое число,

Т - период повторения зондирующего сигнала,

t_rn=t_r-t_rmod(T).

Начальные фазы сигналов АДКС равны и в k раз меньше, чем у расчетных сигналов при излучении зондирующего φ_01ip и приеме φ_02ip отраженного сигнала i-ым элементом АР: φ_01i=φ_01ip/k=φ_02i=φ_02ip/k.

АДКС передачи и приема сдвигаются методом квадратурного балансного смешивания на частоту эталонного когерентного СВЧ-сигнала ω_сд. При этом выходные сигналы квадратурных балансных смесителей равны:

где ω_сд - начальная фаза эталонного когерентного СВЧ-сигнала.

Далее частота сигналов z_1i и z_2i умножается в k раз с получением сигналов g_1i(t) и g_2i(t) соответственно:

Из первого сигнала g_1i(t) на несущей частоте ω₁=k(ω_сд+ω₀₁) вырезаются импульсы длительностью τ, усиливаются по мощности и излучаются i-ым элементом АР. Второй сигнал g_2i(t) на частоте ω₂=k(ω_сд+ω₀₂) используется в качестве гетеродинного ω_г=ω₂ для переноса отраженного сигнала, принятого i-ым элементом АР, на промежуточную частоту ω_пр методом квадратурного балансного смешивания. После усиления отраженный сигнал оцифровывается с частотой выборки ω_в, которая выбирается из условия переноса спектра сигнала на частоту ω₀=(ω_пр) mod(ω_в) и обеспечения условия Найквиста (ω₀+0,5Δω_c)<0,5ω_в, где Δω_с - ширина спектра зондирующего сигнала, для последующего весового суммирования с оцифрованными сигналами всех ППМ и получения в цифровом виде суммарных и разностных сигналов.

Реализация способа производится по двум альтернативным вариантам, выбор которых определяется наличием межпериодной частотной манипуляции зондирующего сигнала.

Сущность изобретения поясняется дальнейшим описанием и чертежами ППМ АФАР, реализующей данный способ.

Фиг.1 - структурная схема АФАР. На фиг.1 приняты следующие обозначения:

1 - синхронизатор (СНХ);

2 - синтезатор частот (СЧ);

3 - первый делитель мощности (ДМ1);

4 - приемо-передающий модуль с номером i (ППМ i);

5 - антенная решетка (АР);

6 - блок управления модуляцией сигнала и направлением луча (БУС);

7 - блок весовых сумматоров (БВС).

В АФАР, изображенной на фиг.1, первый выход синхронизатора соединен с одноименными входами N ППМ 4, пятые СВЧ входы-выходы которых соединены с входами-выходами антенной решетки 5, номера которых с первого по N соответствуют порядковым индексам ППМ 4, вторые выходы синхронизатора 1 соединены с одноименными входами N ППМ 4, первый выход синтезатора частот 2 соединен с входом синхронизатора 1, второй выход синтезатора частот 2 соединен с входом первого делителя мощности 3, каждый из выходов которого с первого по N-й соединен с третьим входом ППМ 4, порядковый индекс которого соответствует номеру выхода первого делителя мощности 3, каждый из входов-выходов блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6 с первого по N-й соединен с четвертым входом-выходом ППМ 4, порядковый индекс которого соответствует номеру выхода блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6, каждый из N входов блока весовых сумматоров 7 соединен с выходом ППМ 4, порядковый индекс которого соответствует номеру входа блока весовых сумматоров 7, первый, второй и третий выходы блока весовых сумматоров 7 являются выходами суммарного, азимутально-разностного и угломестно-разностного сигналов АФАР соответственно.

Фиг.2 - структурная схема первого варианта ППМ 4. На фиг.2 приняты следующие обозначения:

8 - второй делитель мощности (ДМ2);

9 - первый квадратурный балансный смеситель (КБС1);

10 - первый фильтр (Ф1);

11 - первый умножитель частоты (Уч1);

12 - первый усилитель (Ус1);

13 - первый ключ (Кл1);

14 - второй фильтр (Ф2);

15 - усилитель мощности (УМ);

16 - первый генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС1);

17 - делитель частоты (Дел);

18 - согласованная нагрузка (СН);

19 - усилитель-ограничитель (УОГР);

20 - третий фильтр (ФЗ);

21 - второй ключ (Кл2);

22 - второй генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС2);

23 - второй квадратурный балансный смеситель (КБС2);

24 - четвертый фильтр (Ф4);

25 - второй умножитель частоты (УЧ2);

26 - второй усилитель (Ус2);

27 - третий квадратурный балансный смеситель (КБСЗ);

28 - малошумящий усилитель (МШУ);

29 - пятый фильтр (Ф5).

В ППМ 4, изображенном на фиг.2, четвертый вход-выход ППМ 4 соединен с третьими входами-выходами первого и второго ГПЦС 16 и 22 соответственно, первый и второй выходы которых соединены с одноименными входами первого 9 и второго 23 квадратурных балансных смесителей соответственно, первый вход ППМ 4 соединен с вторыми входами первого ГПЦС 16, второго ГПЦС 22 и делителя частоты 17, третий вход ППМ 4 соединен с входом второго делителя мощности 8, второй выход которого через делитель частоты 17 соединен с первыми входами первого 16 и второго ГПЦС 22, первый выход второго делителя мощности 8 соединен с третьими входами первого 9 и второго 23, выход первого квадратурного балансного смесителя 9 через последовательно соединенные первый фильтр 10, первый умножитель частоты 11, первый усилитель 12, первый ключ 13, второй фильтр 14, усилитель мощности 15, третий фильтр 20, второй ключ 21 подключен к пятому СВЧ входу-выходу ППМ 4, второй вход ППМ 4 соединен с одноименными входами первого 13 и второго 21 ключей, четвертый выход первого ключа 13 соединен с согласованной нагрузкой 18, четвертый выход второго ключа 21 через последовательно соединенные пятый фильтр 29, малошумящий усилитель 28, третий квадратурный балансный смеситель 27 соединен с выходом ППМ 4, выход второго квадратурного балансного смесителя 23 через последовательно соединенные четвертый фильтр 24, второй умножитель частоты 25, второй усилитель 26 и усилитель-ограничитель 19 подключен к первому входу третьего квадратурного балансного смесителя 27.

Фиг.3 - структурная схема второго варианта ППМ 4. На фиг.3 приняты следующие обозначения:

30 - третий делитель мощности (ДМЗ);

31 - четвертый квадратурный балансный смеситель (КБС4);

32 - шестой фильтр (Ф6);

33 - третий умножитель частоты (Уч3);

34 - третий усилитель (Ус3);

35 - третий ключ (Кл3);

36 - седьмой фильтр (Ф7);

37 - второй усилитель мощности (УМ2);

38 - третий генератор прямого цифрового синтеза (ГПЦС3);

39 - второй делитель частоты (Дел2);

40 - восьмой фильтр (Ф8);

41 - девятый фильтр (Ф9);

42 - второй усилитель-ограничитель (УОГР2);

43 - пятый квадратурный балансный смеситель (КБС5);

44 - второй малошумящий усилитель (МШУ2);

45 - десятый фильтр (Ф10);

46 - четвертый ключ (Кл4).

В ППМ 4, изображенном на фиг.3, третий вход ППМ 4 соединен с входом третьего делителя мощности 30, первый и второй выходы которого соединены с третьим входом четвертого квадратурного балансного смесителя 31 и первым входом второго делителя частоты 39 соответственно, четвертый вход-выход ППМ 4 соединен с третьим входом-выходом третьего ГПЦС 38, первый вход ППМ 4 соединен с вторыми входами третьего ГЦПС 38 и второго делителя частоты 39, выход которого соединен с первым входом третьего ГПЦС 38, первый и второй выходы третьего ГПЦС 38 соединены с одноименными входами четвертого квадратурного балансного смесителя 31, выход которого через последовательно соединенные шестой фильтр 32, третий умножитель частоты 33, третий усилитель 34, третий ключ 35, седьмой фильтр 36, второй усилитель мощности 37, девятый фильтр 41, четвертый ключ 46 подключен к пятому СВЧ входу-выходу ППМ 5, второй вход ППМ 4 соединен с одноименными входами третьего ключа 35 и четвертого ключа 46, четвертый выход четвертого ключа 46 через десятый фильтр 45 и второй малошумящий усилитель 44 соединен с вторым входом пятого квадратурного балансного смесителя 43, четвертый выход третьего ключа 35 через последовательно соединенные восьмой фильтр Ф8, второй усилитель-ограничитель 42 и пятый квадратурный балансный смеситель 43 подключен к выходу ППМ 4.

Фиг.4 - вариант структурной схемы генератора прямого цифрового синтеза.

На фиг.4 приняты следующие обозначения:

47 - блок ввода данных (БВД);

48 - оперативное запоминающее устройство (ОЗУ);

49 - первый цифроаналоговый преобразователь (ЦАП1);

50 - второй цифроаналоговый преобразователь (ЦАП2);

51 - счетчик импульсов (СчИ).

В ГПЦС, изображенном на фиг.4, третий вход-выход ГПЦС соединен с входом-выходом блока ввода данных 47, первый и второй выходы которых соединены с одноименными входами-выходами оперативного запоминающего устройства 48, первый и второй входы ГПЦС соединены с одноименными входами счетчика импульсов 51, выход которого соединен с третьим входом оперативного запоминающего устройства 48, первый и второй выходы которого через первый 49 и второй 50 цифроаналоговые преобразователи соединены с первым и вторым выходом ГПЦС соответственно.

Фиг.5 - эпюры, поясняющие работу первого варианта ППМ 4.

Фиг.6 - эпюры, поясняющие работу второго варианта ППМ 4.

В качестве блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6 может быть использована вычислительная машина ВБ-480-01. Остальные элементы АФАР широко используются в радиолокации и не требуют пояснений по реализации.

АФАР, в составе которой работают варианты ППМ 4, изображена на фиг.1 и работает следующим образом.

Синтезатор частот 2 формирует на своих четырех выходах эталонные частоты, кратные одной общей для всех частоте. С второго выхода синтезатора частоты 2 снимается эталонный когерентный СВЧ сигнал частотой ω_сд, поступающий через первый делитель мощности 3 на третий вход каждого из N ППМ 4. С первого выхода синтезатора частот 2 снимаются тактирующие импульсы, поступающие на вход синхронизатора 1, где цифровым способом с дискретом периода тактирующих импульсов на втором выходе формируются импульсы, модулирующие зондирующий сигнал по длительности τ с расчетным периодом повторения Т. С первого выхода синхронизатора 1 снимаются синхроимпульсы, используемые для привязки фаз сигналов, генерируемых N ППМ 4 к единому времени с периодом модуляции пачки зондирующих импульсов Т_м. Спад синхроимпульса Т_м совпадает с передним фронтом импульса τ модуляции передатчика ППМ 4 по длительности. На фиг 5а, 5б и 6а, 6б приведены варианты временных связей между синхроимпульсами и импульсами модуляции длительности излучаемых импульсов. При этом период Т_м выбирается кратным или равным Т. Программа формирования внутриимпульсной модуляции передатчиков ППМ на периоде Т_м с требуемой начальной фазой вводится в каждый ППМ 4 через четвертый вход-выход из блока управления модуляцией и лучом 6. Сформированные сигналы передатчиков N ППМ 4 с пятых входов-выходов поступают на N элементов АР 5 и излучаются. Синхронизация ППМ 4 и установленная программно начальная фаза излучаемых сигналов обеспечивает сложение мощности сигналов АР в пространстве с формированием диаграммы направленности АФАР в расчетном направлении. Отраженные сигналы, принятые АР 5, поступают на пятые входы-выходы всех ППМ 4, где когерентно принимаются, усиливаются, переносятся на промежуточную частоту и с выходов всех ППМ 4 на промежуточной частоте поступают на блок весового суммирования 7, где оцифровываются с частотой выборки ω_в, подвергаются весовому суммированию с оцифрованными сигналами всех ППМ и получают в цифровом виде суммарный и два разностных сигнала (по азимуту и углу места), выводимых с первого по третий выходы блока весового суммирования 7 на последующую обработку с целью обнаружения сигнала и измерения навигационных параметров, характеризующих взаимное положение цели и летательного аппарата.

Первый вариант ППМ 4 приведен на фиг.2. Он работает как при изменениях несущей частоты от импульса к импульсу в пределах периода модуляции Т_м=kT, где k - целое число, так и при неизменной несущей. Работа его производится в следующей последовательности.

Эталонный когерентный СВЧ сигнал частотой ω_сд с третьего входа ППМ 4 через второй делитель мощности 8 поступает на квадратурные балансные смесители 9 и 23 в качестве частоты, на которую сдвигаются сигналы, формируемые первым и вторым генераторами ГПЦС 16 и 22. Тактирование работы первого и второго ГПЦС 16 и 22 производится сигналом с частотой ω_т, полученной делением частоты ω_сд с второго выхода второго делителя мощности 8 до рабочей тактовой частоты ГПЦС с помощью делителя частоты 17. Делитель частоты 17 периодически с частотой синхросигнала, приходящего на первый вход ППМ 4, приводится в систему единого времени АФАР. Пример построения ГПЦС приведен на фиг.4 и будет рассмотрен ниже. Оба генератора ГПЦС 16 и 22 по третьему входу-выходу программируются управляющим сигналом, приходящим с блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6, на формирование квадратурных дискретно-аналоговых сигналов u_1i(t) и u_2i(t), описываемых выражениями (1) и (2), с частотами ω₀₁ и ω₀₂ соответственно. При этом частота второго ГПЦС 22 выставляется равной разности частоты сигнала первого ГПЦС 16, задержанного на время τ_rn, и промежуточной частоты ω_пр, деленной на целое число k. Значение τ_rn выбирается кратным периоду повторения Т и опережает отраженный сигнал на величину менее периода повторения Т (фиг.5д). Сигналы u_1i(t) и u_2i(t) по программе в зависимости от выбранной модуляции и однозначности периода повторения могут иметь как одинаковые, так и различные частотные модуляции, определяемые законами ω_i1(t) и ω_i2(t) на периоде модуляции Т_м. Начальные фазы ГПЦС 16 и 22 φ_0i1 и φ_0i2 так же могут индивидуально выставляться в зависимости от направлений АФАР на излучение и прием. На оба ГПЦС 16 и 22 с первого входа ППМ 4 с периодом Т_м приходит синхроимпульс (фиг.56), после которого текущие фазы квадратурных сигналов u_1i(t) и u_2i(t) равны:

arg(u_1i(t))=ω₀₁(t-nT_м)+φ_i1(t-nT_м)+φ_0i1,

arg(u_2i(t))=ω₀₂(t-nT_м)+φ_i2(t-nT_м)+φ_0i2.

На выходах квадратурных балансных смесителей 9 и 23 формируются сигналы z_1i(t) и z_2i(t), описываемые выражениями (3) и (4), которые фильтруются первым 10 и четвертым 24 фильтрами на частотах (ω_сд+ω₀₁) и (ω_сд+ω₀₂) соответственно. Далее умножителем частоты 11 сигнал первого фильтра 10 умножается по частоте в k раз до несущей ω_н=ω_сд+ω₀₁)k. Аналогично умножителем частоты 25 умножается частота сигнала на выходе четвертого фильтра 24 до частоты гетеродина ω_г=(ω_сд+ω₀₂)k. Некоторые варианты формирования несущих ω_н и гетеродинных ω_г частот на периоде Т_м на выходах умножителей частоты 11 и 25 приведены на фиг.5в и 5д. Сигнал на выходе второго умножителя частоты 25 после усиления в узкой полосе частот во втором усилителе 26 и формирования амплитуды в усилителе-ограничителе 19 используется в качестве гетеродинного в третьем квадратурном балансном смесителе 27. Сигнал несущей частоты на выходе первого умножителя частоты 11, модулированный по фазе (частоте), после усиления в полосе частот модуляции в первом усилителе 12 проходит на интервале зондирования τ, совпадающем с импульсом модуляции зондирующего сигнала по длительности, через первый ключ 13 на второй фильтр 14, усиливается по мощности усилителем мощности 15, фильтруется в полосе рабочих частот третьим фильтром 20 и через второй ключ 21 выводится на пятый СВЧ вход-выход ППМ 4. Управление первым 13 и вторым 21 ключами производится импульсом модуляции длительности зондирующего импульса, приходящим с второго входа ППМ 4 (фиг.5а). На фиг.5г и 5е приведены варианты зависимости несущей частоты зондирующих импульсов от времени, соответствующие частотам на фиг.5в и 5д соответственно. В интервалах между импульсами модуляции длительности сигнал с первого усилителя 12 поступает через первый ключ 13 на согласованную нагрузку 18. На интервале между зондирующими импульсами отраженный сигнал на несущей частоте с пятого входа-выхода ППМ через второй ключ 21, пятый фильтр 29 (преселектор) и малошумящий усилитель 28 поступает на второй вход третьего квадратурного балансного смесителя 27, где переносится на промежуточную частоту и поступает через выход ППМ 4 на блок весовых сумматоров 7.

Второй вариант ППМ 4 приведен на фиг.3. Эпюры, поясняющие его работу, приведены на фиг.6. Работа ППМ 4 происходит следующим образом.

Эталонный когерентный СВЧ сигнал частотой ω_сд с третьего входа ППМ 4 через третий делитель мощности 30 поступает на третий вход четвертого квадратурного балансного смесителя 31 в качестве частоты, на которую сдвигается квадратурный сигнал, формируемый третьим ГПЦС 38. Исходное состояние третьего ГПЦС 38 устанавливается каждый период импульсом синхронизации, поступающим на его второй вход с периодом Т_м=Т (фиг.6б). Сигнал ГПЦС 38 на интервале периода Т_м программируется по третьему входу-выходу управляющим сигналом с блока управления модуляцией сигнала и направлением луча 6 на последовательное во времени формирование квадратурных дискретно-аналоговых сигналов u_1i(t) и u_2i(t), описываемых выражениями (1) и (2), с частотами ω₀₁ и ω₀₂ на участках зондирования и приема отраженного сигнала соответственно. При этом сигнал с частотой ω₀₁ формируется на участке длительности зондирующего сигнала (сплошная линия на фиг.6в), на участке приема между зондирующими - сигнал с частотой ω₀₂ (пунктирная линия фиг.6в). Значение ω₀₂ выставляется равным разности частоты ω₀₁ и промежуточной частоты ω_пр, деленной на целое число k. Сигналы u_1i(t) и u_2i(t) по программе в зависимости от выбранной внутри импульсной модуляции могут иметь как одинаковые, так и различные частотные модуляции, определяемые законами ω_i1(t) ω_i2(t). Начальные фазы третьего ГПЦС 38 φ_0i1 и φ_0i2 также могут отдельно выставляться в зависимости от направлений излучения и приема сигнала на периоде повторения Т_м=Т. На выходе четвертого квадратурного балансного смесителя 31 последовательно на интервалах зондирования и приема формируются сигналы z_1i(t) и z_2i(t), описываемые выражениями (3) и (4). Суммарный сигнал с центральными частотами (ω_сд+ω₀₁) и (ω_сд+ω₀₂) фильтруются шестым фильтром 32 в общей полосе частот. Далее третьим умножителем частоты 33 сигнал шестого фильтра 32 умножителем частоты 33 умножается по частоте в k раз с получением на выходе разделенных по времени зондирующих и гетеродинных сигналов с частотами ω_н=(ω_сд+ω₀₁)k и ω_г=(ω_сд+ω₀₂)k соответственно. Сигнал с выхода третьего умножителя частот 33 через третий усилитель 34 поступает на первый вход третьего ключа 35. На интервале длительности зондирующего импульса (фиг.6а) третий ключ 35, управляемый импульсом модуляции длительности зондирующего импульса, приходящим с второго входа ППМ 4, пропускает на третий выход сигнал с несущей частотой ω_н=(ω_сд+ω₀₁)k. Полученный импульс фильтруется седьмым фильтром 36 на несущей частоте в полосе модуляции сигнала, усиливается по мощности во втором усилителе мощности 37, фильтруется в рабочей полосе частот девятым фильтром 41 и через четвертый ключ 46, управляемый импульсом модуляции длительности зондирующего сигнала, приходящим на его второй вход, поступает на пятый СВЧ вход-выход ППМ 4. На интервале приема между зондирующими импульсами на четвертый выход третьего ключа 35 проходит сигнал с частотой ω_г=(ω_сд+ω₀₂)k, который последовательно фильтруется восьмым фильтром 40, формируется по амплитуде во втором усилителе-ограничителе 42 и поступает в качестве гетеродинного на первый вход пятого квадратурного балансного смесителя 43. На второй вход пятого квадратурного балансного смесителя 43 на интервале приема приходит отраженный сигнал по пути с пятого СВЧ входа-выхода ППМ 4 через четвертый ключ 46, десятый фильтр 45 (преселектор) и второй малошумящий усилитель 44. Пятый квадратурный балансный смеситель 43 переносит модуляцию отраженного сигнала с несущей частоты на промежуточную частоту, на которой отраженный сигнал поступает через выход ППМ 4 на блок весовых сумматоров 7.

Вариант структуры ГПЦС, формирующего квадратурный сигнал, приведен на фиг.4. Работа его происходит в следующей последовательности. До начала работы на блок ввода данных 47 приходит оцифрованная последовательность значений требуемого сигнала с соответствующими адресами, которая по навязываемым адресам записывается в оперативное запоминающее устройство 48. В режиме формирования сигнала в каждый период повторения синхросигнала, приходящего на первый вход счетчика импульсов 51, производится установка ГПЦС в исходное состояние в системе единого времени. По окончании синхроимпульса тактовые импульсы, приходящие на первый вход ГПЦС, считываются счетчиком импульсов 51, изменяя код состояния, используемого в качестве адреса записанной в оперативном запоминающем устройстве 48 информации. Выходная цифровая последовательность квадратурных сигналов с первого и второго выходов оперативного запоминающего устройства 48 преобразуется в аналого-дискретные сигналы с помощью цифроаналоговых преобразователей 49 и 50, поступающих на выход ГПЦС.

Техническим преимуществом предлагаемого способа работы ППМ для АФАР и устройства, реализующего его с сохранением возможности высокоточной настройки формируемых на передачу и прием лучей, является широкополосность АФАР, большая широкополосности прототипа в целое число k раз, за счет последовательного сдвига сигнала ГПЦС на частоту когерентного эталона и умножения частоты полученного сигнала в целое число k раз до несущей частоты. При этом увеличивается как диапазон перестройки несущих частот, так и девиация частоты зондирующего сигнала по сравнению с девиацией частоты на выходе ГПЦС, соответственно повышается помехозащищенность БРЛС, использующей данную АФАР.

Пользуясь сведениями, представленными в материалах заявки, АФАР с предлагаемым ППМ может быть изготовлена по существующей, известной в радиопромышленности технологии, на базе известных комплектующих изделий и использована в многоцелевых БРЛС при навигации летательных аппаратов.

ЛИТЕРАТУРА

1. Патент США №5943010 от 24.08.99. Direct Digital Synthesizer Driven Phased Array Antenna.

2. Патент США №7345629 от 18.03.08. Wideband Active Phased Antenna System.

3. Патент США №6441783 от 27.08.02. Circuit module for a passed array.

1. Способ повышения широкополосности приемопередающего модуля (ППМ) активной фазированной решетки (АФАР), заключающийся в том, что методом прямого цифрового синтеза получают два аналоговых дискретных квадратурных сигнала (АДКС) передачи и приема, управляемых по фазе и частоте цифровым способом, синхронизированных импульсом синхронизации с периодом модуляции, общим для всех ППМ, входящих в АФАР, методом квадратурного балансного смешивания сдвигают АДКС передачи на частоту когерентного эталонного сверхвысокочастотного (СВЧ) сигнала, общего для всех ППМ АФАР, вырезают из синтезированного сигнала несущей частоты СВЧ импульсы длительностью τ, усиливают по мощности и используют на элементе антенной решетки (АР) в качестве зондирующего, усиливают отраженный сигнал, принятый элементом АР на интервале приема между зондирующими импульсами, методом квадратурного балансного смешивания с гетеродинным сигналом переносят отраженный сигнал на промежуточную частоту ω_пр, оцифровывают для последующего весового суммирования с выходными оцифрованными сигналами всех ППМ для получения в цифровом виде суммарных и разностных отраженных сигналов, отличающийся тем, что АДКС передачи и приема формируются как сигналы с программируемой цифровым способом частотой, фазовой модуляцией и начальной фазой, синтез несущей частоты зондирующего сигнала производится путем умножения частоты сигнала АДКС передачи, сдвинутого на частоту когерентного эталонного СВЧ сигнала, на целое число k, синтез гетеродинного сигнала, используемого для переноса отраженного сигнала на промежуточную частоту, производится путем сдвига АДКС приема на частоту когерентного эталонного СВЧ сигнала методом квадратурного балансного смешивания и последующего умножения частоты полученного сигнала в k раз, начальная программируемая фаза АДКС передачи в k раз меньше расчетной начальной фазы излучаемого элементом АР сигнала, закон фазовой модуляции АДКС передачи равен расчетному закону фазовой модуляции излучаемого элементом АР сигнала, деленному на целое число k, частота АДКС приема устанавливается равной разности частоты АДКС передачи, задержанной на время распространения отраженного сигнала, и промежуточной частоты, деленной в целое число k раз, начальная фаза АДКС приема равна начальной расчетной начальной фазе АДКС передачи, частота выборки ω_в отраженного сигнала на промежуточной частоте ω_пр при оцифровке выбирается из условия переноса спектра сигнала на частоту ω_о=(ω_пр)mod(ω_в) и обеспечения условия Найквиста (ω₀+0,5Δω_с)≤0,5ω_в, где Δω_с - ширина спектра зондирующего сигнала.

2. Устройство приемопередающего модуля (ППМ), реализующее способ по п.1, содержит первый квадратурный генератор сигнала прямого цифр