Многокаскадный приемник для беспроводной связи

Многокаскадный приемник для беспроводной связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Настоящая патентная заявка испрашивает приоритет предварительной заявки № 60/741159 "Структура Двухкомпонентного Приемника для Нисходящих Линий Связи MIMO CDMA", поданной 30-го ноября 2005 г., права на которую переуступлены настоящему заявителю и которая включена в данный документ посредством ссылки.

Область техники

Настоящее изобретение относится к связи, в частности к способу для приема и передачи со множеством входов и множеством выходов (MIMO).

Уровень техники

MIMO-передача представляет собой передачу из множества (M) передающих антенн к множеству (N) приемных антенн. Например, передатчик может одновременно передавать M потоков данных из M передающих антенн. Эти потоки данных искажаются беспроводной средой и, сверх того, ухудшаются из-за шума и помех. Приемник принимает передаваемые потоки данных посредством N приемных антенн. Принятый сигнал от каждой приемной антенны содержит масштабированные и задержанные версии переданных потоков данных. Переданные потоки данных, таким образом, распределяются среди N принятых сигналов из N приемных антенн. Приемник может обработать N принятых сигналов посредством пространственно-временного эквалайзера, чтобы восстановить переданные потоки данных.

Приемник может динамическим образом вычислять коэффициенты для пространственно-временного эквалайзера, чтобы учитывать вариации свойств сигнала. Эти свойства сигнала могут относиться к статистике канала и помех, пространственно-временной обработке переданных потоков данных и т.п. Вычисление коэффициентов эквалайзера требует большого объема вычислений. Обновление этих коэффициентов эквалайзера в целях обеспечения соответствия быстрым изменениям свойств сигнала может привести к усложнению структуры приемника. Обновление этих коэффициентов эквалайзера на меньшей скорости может привести к ухудшению рабочих характеристик.

Соответственно существует необходимость в новых способах для эффективного приема MIMO-передачи.

Сущность изобретения

В настоящем документе описаны способы для эффективного приема MIMO-передачи. Приемник принимает множество сигналов, переданных передатчиком, и обрабатывает множество принятых сигналов, чтобы получить принятые данные. Приемник может обрабатывать принятые данные во множестве каскадов. Первый каскад может выполнять фильтрацию/коррекцию принятых данных посредством входного фильтра, чтобы обработать (например, скомпенсировать, подавить или уменьшить) несвоевременные компоненты сигнала. Второй каскад может обрабатывать отфильтрованные данные из первого каскада посредством одной или более комбинационных матриц, чтобы комбинировать своевременные компоненты сигнала. Своевременные и несвоевременные компоненты сигнала можно различить на основании времени передачи. В приемнике своевременные компоненты сигнала могут содержать компоненты сигнала, обратно прослеживающие желаемый символ, который требуется восстановить, а также другие символы, переданные в то же время, что и желаемый символ. Несвоевременные компоненты сигнала могут содержать компоненты сигнала, которые не являются своевременными компонентами сигнала, такими как компоненты сигнала, которые обратно прослеживают другие символы, переданные до и после желаемого символа.

Входной фильтр не зависит от выполняемой в передатчике обработки, свойственной данным, тогда как комбинирующие матрицы могут представлять собой функции от выполняемой в передатчике обработки, которая свойственна данным. Свойственная данным обработка может соответствовать, например, кодам разделения на каналы, матрицам передачи, коэффициентам усиления и т.п., которые используются для передачи данных. Например, в MIMO-передаче, в которой используется мультиплексирование с кодовым разделением (CDM), один входной фильтр может быть выведен и использован для всех кодов разделения на каналы, а для каждого кода разделения на каналы может быть получена отдельная комбинирующая матрица. Разделение выполняемой приемником обработки на множество каскадов упрощает выведение входного фильтра и комбинирующих матриц при обеспечении хороших рабочих характеристик. Входной фильтр и комбинирующие матрицы могут обновляться по отдельности с одинаковой или различной частотой.

Согласно одному аспекту настоящего изобретения описано устройство, которое включает в себя, по меньшей мере, один процессор и память. Процессор(ы) фильтрует(ют) принятые данные, чтобы обработать несвоевременные компоненты сигнала во множестве принятых сигналов и чтобы получить отфильтрованные данные. Процессор(ы) также обрабатывает(ют) отфильтрованные данные, чтобы комбинировать своевременные компоненты сигнала для множества переданных сигналов.

Согласно еще одному аспекту настоящего изобретения описано устройство, которое включает в себя, по меньшей мере, один процессор и память. Процессор(ы) выводит(ят) входной фильтр для обработки несвоевременных компонентов сигнала во множестве принятых сигналов, а также множество комбинирующих матриц для комбинирования своевременных компонентов сигнала для множества сигналов, переданных посредством множества кодов разделения на каналы. Процессор(ы) отфильтровывает(ют) принятые выборки посредством входного фильтра и получает(ют) отфильтрованные символы для множества кодов разделения на каналы. Процессор(ы) также обрабатывает(ют) отфильтрованные символы для каждого кода разделения на каналы посредством комбинирующей матрицы для кода разделения на каналы, чтобы получить выходные символы для кода разделения на каналы.

Различные аспекты и отличительные признаки раскрытия более подробно описаны ниже.

Краткое описание чертежей

Фиг. 1 - структурная схема передатчика и приемника;

Фиг. 2 - иллюстрация передачи MIMO-CDM;

Фиг. 3 - структурная схема CDMA-модулятора;

Фиг. 4 - иллюстрация структуры различных блоков в приемнике;

Фиг. 5 - иллюстрация процесса для восстановления MIMO-передачи в приемнике.

Подробное описание

Описанные здесь способы обработки в приемнике могут использоваться для различных систем связи, таких как системы Множественного Доступа с Кодовым Разделением (CDMA), системы Множественного Доступа с Временным Разделением (TDMA), системы Множественного Доступа с Частотным Разделением (FDMA), системы Множественного Доступа с Ортогональным Разделением Частот (OFDMA), системы FDMA с Одной Несущей (SC-FDMA) и т.п. В системе CDMA используется мультиплексирование с кодовым разделением (CDM), и модулированные символы передаются параллельно, используя различные коды разделения на каналы. В системе CDMA может использоваться такая радиотехнология, как Wideband-CDMA (W-CDMA), cdma2000 и т.п. cdma2000 охватывает стандарты IS-2000, IS-856 и IS-95. Система TDMA может использовать такую радиотехнологию, как Глобальная Система Мобильной Связи (GSM). Стандарты W-CDMA и GSM описаны в документах организации "Проект партнерства 3-го поколения" (3GPP). Стандарт cdma2000 описан в документах организации "Второй проект партнерства 3-го поколения" (3GPP2). Документы 3GPP и 3GPP2 находятся в свободном доступе. В системе OFDMA используется мультиплексирование с ортогональным разделением частот (OFDM), и модулированные символы передаются в частотной области на ортогональных поднесущих. В системе SC-FDMA используется мультиплексирование с частотным делением с одной несущей (SC-FDM), и модулированные символы передаются во временной области на ортогональных поднесущих.

Описанные здесь способы могут также использоваться для MIMO-передач по нисходящей линии связи, а также по восходящей линии связи. Нисходящая линия связи (или прямая линия связи) обозначает линию связи от базовых станций к беспроводным устройствам, а восходящая линия связи (или обратная линия связи) обозначает линию связи от беспроводных устройств к базовым станциям. Для ясности, упомянутые способы описаны для MIMO-передачи в системе CDMA, в которой может применяться технология W-CDMA, cdma2000 или какая-либо другая радиотехнология CDMA.

Фиг. 1 иллюстрирует структурную схему передатчика 110 и приемника 150 для MIMO-передачи. Для передачи по нисходящей линии связи передатчик 110 является частью базовой станции, а приемник 150 является частью беспроводного устройства. Для передачи по восходящей линии связи передатчик 110 является частью беспроводного устройства, а приемник 150 является частью базовой станции. Базовая станция, как правило, представляет собой стационарную станцию, которая осуществляет связь с беспроводными устройствами, и ее также называют Узлом B (Node B), точкой доступа и т.п. Беспроводное устройство может быть стационарным или мобильным, и его также называют пользовательским оборудованием (UE), мобильной станцией, терминалом, станцией, абонентским устройством и т.п. Беспроводное устройство может представлять собой сотовый телефон, персональный цифровой секретарь (PDA), беспроводной модем, портативный компьютер, карманный компьютер и т.п.

В передатчике 110 процессор 112 данных передачи принимает данные трафика и сигнализацию, обрабатывает (например, кодирует, перемежает и отображает на символы) принятые данные и предоставляет символы данных. Процессор 112 также генерирует и мультиплексирует символы пилот-сигнала с символами данных. В использованном здесь значении символ данных является символом для данных трафика или сигнализации, а символ пилот-сигнала является символом для пилот-сигнала, причем символ, как правило, является комплексной величиной. Символы данных и символы пилот-сигнала могут представлять собой символы, модулированные по схеме модуляции, такой как фазовая манипуляция (PSK) или квадратурная модуляции (QAM). Пилот-сигнал представляет собой данные, которые априори известны как передатчику, так и приемнику. MIMO-процессор 114 передачи выполняет пространственную или пространственно-временную обработку символов данных и пилот-сигнала, как описано ниже, и предоставляет выходные символы во множество (M) CDMA-модуляторов 116a~116m. Каждый CDMA-модулятор 116 обрабатывает свои выходные символы, как описано ниже, и предоставляет выходные элементарные сигналы в соответствующий блок 118 передатчика. Каждый блок 118 передатчика обрабатывает (например, преобразует в аналоговую форму, усиливает, фильтрует и преобразует с повышением частоты) свои выходные элементарные сигналы и генерирует модулированный сигнал. M модулированных сигналов из M блоков 118a~118m передатчика передаются из M антенн 120a~120m соответственно.

В приемнике 150 множество (N) антенн 152a~152n принимают переданные сигналы через различные каналы распространения в беспроводной среде и предоставляют N принятых сигналов в N блоков 154a~154n приемника соответственно. Каждый блок 154 приемника обрабатывает (например, фильтрует, усиливает, преобразует с понижением частоты и оцифровывает) свои принятые сигналы и предоставляет принятые выборки в процессор 156 канала и эквалайзер/CDMA-демодулятор 160. Процессор 156 вычисляет коэффициенты для входного фильтра/эквалайзера, а также коэффициенты для одной или более комбинирующих матриц, как описано ниже. Блок 160 выполняет коррекцию посредством входного фильтра и CDMA-демодуляции и предоставляет отфильтрованные символы. MIMO-процессор 170 приема комбинирует отфильтрованные символы по пространственному измерению и предоставляет детектированные символы, которые представляют собой оценки переданных символов данных. Процессор 172 данных приема обрабатывает (например, выполняет обратное отображение символов, выполняет обратное перемежение и декодирует) продетектированные символы и предоставляет декодированные данные. В целом, обработка, выполняемая эквалайзером/CDMA-демодулятором 160, MIMO-процессором 170 приема и процессором 172 данных приема, дополняет обработку, выполняемую CDMA-модулятором 116, MIMO-процессором 114 передачи и процессором 112 данных передачи соответственно в передатчике 110.

Контроллеры/процессоры 130 и 180 управляют работой различных обрабатывающих блоков в передатчике 110 и приемнике 150 соответственно. Памяти 132 и 182 хранят данные и программные коды для передатчика 110 и приемника 150 соответственно.

Фиг. 2 представляет собой иллюстрацию передачи по схеме MIMO-CDM. При схеме CDM до C символов могут одновременно передаваться через одну передающую антенну посредством C кодов разделения на каналы, причем обычно C≥1. Эти коды разделения на каналы могут представлять собой коды коэффициента Ортогонального Переменного Расширения (OVSF) в W-CDMA, коды Уолша в cdma2000, другие ортогональные коды или квази-ортогональные коды, псевдослучайные коды и т.п. Каждый код разделения на каналы представляет собой особую последовательность элементарных сигналов. Количество элементарных сигналов в последовательности является длиной или коэффициентом расширения кода разделения на каналы. В целом, любой набор из одного или более кодов разделения на каналы может использоваться для каждой передающей антенны, и коды разделения на каналы могут иметь одинаковые или различные коэффициенты расширения. Для простоты в следующем описании предполагается, что коды разделения на каналы имеют одинаковый коэффициент расширения. Одинаковый набор из C кодов разделения на каналы может быть повторно использован для каждой из M передающих антенн. Для схемы MIMO до M символов могут быть одновременно переданы через M передающих антенн. Для схемы MIMO-CDM до C·M символов могут быть одновременно переданы через M передающих антенн посредством C кодов разделения на каналы. Обработка MIMO может быть выполнена отдельно для каждого из C кодов разделения на каналы. Обработка MIMO выполняется по всем M передающим антеннам для каждого кода разделения на каналы. Обработка CDM может быть выполнена отдельно для каждой из M передающих антенн. Обработка CDM выполняется для всех C кодов разделения на каналы для каждой передающей антенны.

Фиг. 3 иллюстрирует структурную схему CDMA-модулятора 116 для одной передающей антенны m, где m ∈{1,…,M}. CDMA-модулятор 116 может использоваться для каждого из CDMA-модуляторов 116a~116m с Фиг.1. CDMA-модулятор 116 включает в себя процессор 310 данных для каждого кода разделения на каналы, используемого для данных трафика и/или сигнализации, а также процессор 320 пилот-сигнала для пилот-сигналов.

В процессоре 310 данных расширитель 312 расширяет выходные символы d _m,c (s) для данных с кодом c разделения на каналы, имеющих последовательность v _c (k) элементарных сигналов, где s является индексом символа и k является индексом элементарного сигнала. Умножитель 314 масштабирует выход расширителя 312 спектра посредством коэффициента g _m,c усиления и предоставляет элементарные сигналы данных для кода c разделения на каналы. В процессоре 320 пилот-сигнала расширитель 322 расширяет выходные символы d _m,p (s) для пилот-сигнала посредством кода p разделения на каналы для пилот-сигнала. Умножитель 324 масштабирует выход расширителя 322 спектра посредством коэффициента g _m,p усиления и предоставляет элементарные сигналы пилот-сигнала. Коэффициенты g _m,c и g _m,p усиления определяют величину мощности передачи, используемой для кода c разделения на каналы и пилот-сигнала соответственно. Сумматор 330 суммирует элементарные сигналы данных и пилот-сигнала для всех кодов разделения на каналы. Скремблер 332 перемножает выход сумматора 330 со скремблирующей последовательностью p(k) для передатчика 110 и предоставляет выходные элементарные сигналы y _m (k) для передающей антенны m.

В целом, для каждой из M передающих антенн может использоваться любое количество из C кодов разделения на каналы. В одном варианте для пилот-сигнала для всех M передающих антенн используется одинаковый код разделения на каналы. В другом варианте M кодов разделения на каналы используются для пилот-сигнала для M передающих антенн, а остальные C-M кодов разделения на каналы могут быть повторно использованы для каждой из M передающих антенн. Как показано на Фиг.3, для всех M передающих антенн может использоваться одинаковая скремблирующая последовательность. Альтернативно, для каждой передающей антенны может использоваться различная скремблирующая последовательность. Расширение спектра и скремблирование также может быть выполнено иным способом.

MIMO-канал формируется средой распространения между M передающими антеннами в передатчике 110 и N приемными антеннами в приемнике 150. L символов данных могут быть параллельно переданы из M передающих антенн для каждого кода разделения на каналы, где 1≤L≤min{M, N}. Приемник 150 может анализировать рабочие характеристики (например, пропускную способность) MIMO-канала для различных значений L (и, возможно, различных матриц/векторов передачи) и может выбрать значение L (и матрицу/вектор передачи), при котором достигаются лучшие рабочие характеристики.

Передатчик 110 может выполнять пространственную обработку для каждого кода c разделения на каналы в каждом периоде s символа следующим образом:

d _c(s)= B _c b _c(s), для c = 1,…, C, Уравнение (1)

где b _c(s)=[b _1,c(s) b _2,c(s)… b _L,c(s)]^T является вектором L*1 символов данных,

B _c является матрицей L*M передачи для кода c разделения на каналы,

d _c(s)=[d _1,c(s) d _2,c(s)… d _M,c(s)]^T является вектором M*1 выходных символов и "^T" обозначает транспозицию.

Каждый элемент b _c(s) может соответствовать отдельному потоку данных. Потоки данных могут иметь различные коэффициенты усиления, причем в этом случае матрица B _c может иметь различные нормы столбца для различных потоков данных. Уравнение (1) иллюстрирует пространственное кодирование посредством B _c. Также может быть выполнено пространственно-временное кодирование, такое как пространственно-временное разнесение передачи (STTD), но это не показано в уравнении (1).

Различные матрицы передачи могут использоваться для различных режимов MIMO, таких как разнесение передачи с замкнутым контуром (CLTD), управление скоростью по каждой антенне (PARC), Bell Labs уровневый пространственно-временной режим с повторным использованием кода (CRBLAST), адаптивная матрица с двойной передачей (Double-Transmit Adaptive Array, D-TXAA) и т.п. В Таблице 1 приведены некоторые режимы MIMO, и для каждого режима приведены L, M, B _c, а также источник символов данных. В Таблице 1 B _cltd может представлять собой вектор размерностью 2×1, выбранный из группы {[1 e ^-j3π/4]^T, [1 e ^j3π/4]^T, [1 e ^-jπ/4]^T, [1 e ^jπ/4]^T}. B _d-txaa может представлять собой матрицу размерностью 2×2, выбранную из группы

I является единичной матрицей, в которой расположенные на главной диагонали элементы равны единице, а остальные элементы равны нулю.

Таблица 1
Режим MIMO	L	M	Bc	Источник символов данных
CLTD	1	2	B c =B cltd	Из одного кодированного кадра.
PARC	L=M	≥2	B c =I	Из L различных кодированных кадров.
CRBLAST	L=M	≥2	B c =I	Из одного кодированного кадра.
D-TXAA	L=M	=2	B c =B d-txaa	Из кодированных кадров, количеством до L.

Передатчик 110 может выполнять обработку CDMA для каждой антенны m в каждом периоде s символа следующим образом:

для m = 1,…, M, Уравнение (2)

где период s символа, соответствующий периоду k элементарного сигнала, задается как s=kdivC=[k/C]. Коэффициент g _m,c усиления может быть установлен равным нулю для каждого кода разделения на каналы, который не используется.

Если используются коды разделения на каналы с различными коэффициентами расширения, то обработка CDMA для передающей антенны m может быть выражена как

где C_c является коэффициентом расширения кода c разделения на каналы и

N_pc является количеством кодов разделения на каналы, используемых для передающей антенны m.

Для простоты, в следующем описании допускается, что для каждой передающей антенны используются коды разделения на каналы с коэффициентом расширения C. В уравнении (2) выходной символ d _m,c (s) расширяется посредством кода c разделения на каналы с коэффициентом C расширения и масштабируется посредством коэффициента g _m,c усиления, чтобы получить элементарные сигналы данных. Расширение реализуется путем повторения выходного символа d _m,c (s) C раз и умножения полученных копий C выходных символов на C^(c) элементарных сигналов v _c (k) кода c разделения на каналы. Элементарные сигналы данных и пилот-сигнала всех C кодов разделения на каналы суммируются и дополнительно скремблируются посредством скремблирующей последовательности p(k), чтобы получить выходные элементарные сигналы y _m (k) для передающей антенны m. Та же обработка CDMA может быть выполнена для каждой из M передающих антенн.

В приемнике 150 принятые выборки в каждом периоде k элементарного сигнала могут быть выражены как

x (k) = Hy (k) + n (k), Уравнение (3)

где y (k) представляет собой вектор T×1 выходных элементарных сигналов, где T описан ниже,

H представляет собой матрицу R×T характеристики канала, где R описан ниже,

x (k) представляет собой вектор R×1 принятых выборок и

n (k) представляет собой вектор R×1 шума.

Приемник 150 может оцифровывать принятый сигнал от каждой приемной антенны на скорости, равной произведению K на скорость элементарного сигнала, где K является коэффициентом избыточной дискретизации, причем, как правило, K≥1. За каждый период k элементарного сигнала приемник 150 может получить E·K выборок от каждого приемника 154 и сформировать x (k) путем компоновки N·E·K выборок из N приемников 154a-154n. E является длиной входного эквалайзера в приемнике 150 в единицах элементарных сигналов. Обычно E≥1, и она может быть выбрана на основании компромиссного отношения между сложностью приемника и производительностью. x (k) включает в себя R принятых выборок от N приемных антенн для E периодов элементарного сигнала, причем R=N·E·K.

Матрица H содержит импульсные характеристики канала во временной области для всех пар передающих и приемных антенн. Как показано на Фиг.1, между каждой передающей антенной и каждой приемной антенной существует канал распространения, или между M передающими антеннами и N приемными антеннами существует M·N каналов распространения. Каждый канал распространения имеет особую импульсную характеристику, определяемую беспроводной средой. Характеристика канала с одним входом и множеством выходов (SIMO) между передающей антенной m и N приемными антеннами может быть задана как подматрица H _m размерностью R×T_m. Количество строк в H _m определяется количеством записей в x (k). Количество столбцов в H _m определяется длиной E эквалайзера, а также временным интервалом импульсных характеристик между передающей антенной m и N приемными антеннами. T_m может быть выражено следующим образом:

где l_m,n представляет собой временной интервал импульсной характеристики между передающей антенной m и приемной антенной n в единицах элементарных сигналов.

Матрица H состоит из M подматриц H _m, где m=1,…, M:

H = [ H ₁ H ₂ … H _M ]. Уравнение (5)

H имеет размерность R×T, где T=T₁+T₂+…+T_M.

Вектор y (k) состоит из M подвекторов y _m (k), где m=1,…, M, для M передающих антенн. Каждый подвектор y _m (k) включает в себя T_m выходных элементарных сигналов от одной передающей антенны m, центрированных в периоде k элементарного сигнала. Вектор y (k) и подвектор y _m (k) могут быть выражены следующим образом:

Уравнение (3) также может быть выражено следующим образом:

Для модели, показанной в уравнении (7), за каждый период k элементарного сигнала T _m выходных элементарных сигналов передаются от каждой передающей антенны m к N приемным антеннам через SIMO-канал с характеристикой H _m. Принятые выборки в x {k) включают в себя вклады от всех M передающих антенн. x (k), y (k) и H могут быть относительно большими. Например, если M=2, N=2, K=2, E=20, T=48 и R=80, то y (k) будет вектором размерностью 48×1, H будет матрицей размерностью 80×48, а x (k) будет вектором размерностью 80×1. Можно допустить, что шум может быть постоянным комплексным случайным вектором с

E{ n (k)}= 0 , Уравнение (8)

E{ n (k) n ^H(k)}= R _nn, Уравнение (9)

где E{} представляет собой операцию математического ожидания, 0 является вектором с нулевыми элементами, а R _nn представляет собой матрицу ковариации шума размерностью R×R, причем "^H" обозначает сопряженную транспозицию. Уравнения (8) и (9) показывают, что шум имеет нулевое среднее значение и матрицу R _nn ковариации.

Приемник 150 может восстановить символы данных в b_c(s) для каждого кода c разделения на каналы путем фильтрации принятых выборок в x (k) посредством группы из L фильтров для кода c разделения на каналы и дескремблирования отфильтрованных выборок следующим образом:

где

Уравнение (11)

Уравнение (12)

Уравнение (13)

W _c представляет собой общий фильтр размерностью L×R для кода c разделения на каналы,

представляет собой оценку b _c (s) и

"*" обозначает комплексное сопряжение.

Θ _c (s) представляет собой вектор T×1 обратно расширенных символов для кода c разделения на каналы, который получается на основании переданных элементарных сигналов. n _c (s) представляет собой вектор R×1 шума для кода c разделения на каналы после дескремблирования и сжатия. n _c (s) сохраняет статистику n (k), которые независимы от кода c разделения на каналы. χ _c (s) представляет собой вектор R×1 сжатых символов для кода c разделения на каналы, который получается на основании принятых выборок. W _c включает в себя группу из L фильтров для кода c разделения на каналы. Уравнение (10) указывает, что обработка посредством W _c может быть эквивалентно выполнена по символам в χ _c(s) вместо принятых выборок в x (k).

Фильтр W _c может представлять собой фильтр Уайнера, который может быть выведен следующим образом:

где Γ _c = E{ Θ _c (s) Θ ^H _c (s)}, Уравнение (15)

γ _c = E{ Θ _c (s) b ^H _c (s)}, Уравнение (16)

R _c = H Γ _c H ^H + R _nn. Уравнение (17)

Γ _c представляет матрицу ковариации Θ _c (s) размерностью T×T. γ _c представляет собой матрицу корреляции Θ _c (s) размерностью T×L и b _c(s), и она является показателем характеристики переданного сигнала. R _c является матрицей корреляции размерностью R×R для беспроводного канала, сигнала и статистики шума. Матрицы Γ _c, γ _c и R _c зависят от кода c разделения на каналы в силу матрицы B _c передачи и коэффициента g _m,c усиления.

Матрица Γ _c может быть выражена как

Уравнение (18)

где является частью Γ _c, которая не зависит от кода c разделения на каналы. Может быть показано, что только M элементов матрицы γ _c имеют ненулевое значение. Индексы ненулевых элементов матрицы γ _c таковы, что матрица Φ _c размерностью R×L может быть выражена как

Уравнение (19)

где является матрицей размерностью R×M, которая содержит "несвоевременные" столбцы матрицы H , а

G _c является диагональной матрицей размерностью M×M, которая содержит , где m=1…,M, по диагонали, остальные элементы которой имеют нулевое значение.

Как показано в уравнении (5), H содержит T=T₁+T₂+…+T_M столбцов для M передающих антенн. содержит M столбцов матрицы H , или по одному столбцу для каждой передающей антенны. M столбцов матрицы умножают M элементов в y (k), время элементарных сигналов которой выровнено посредством операции сжатия в уравнении (10). Эти M столбцов могут быть идентифицированы, как описано ниже.

Тогда матрица R _c в уравнении (17) может быть выражена как

где

Уравнение (21)

Матрица W _c в уравнении (14) может быть выражена как:

где

и

Уравнение (24)

В уравнении (23) F является относительно большой матрицей размерностью R×M, которая не зависит от кода разделения на каналы. В уравнении (24) Δ _c является небольшой матрицей размерностью M×L, которая содержит зависящие от кода матрицы в W _c.

Уравнения (10)-(24) показывают, что обработка в приемнике 150 может быть выполнена в двух каскадах. Первый каскад фильтрует принятые выборки x (k) посредством входного фильтра F , который не зависит от кода разделения на каналы и, сверх того, сжимает и дескремблирует отфильтрованные выборки, чтобы получить отфильтрованные символы. Для всех кодов разделения на каналы может использоваться один входной фильтр. Второй каскад комбинирует отфильтрованные символы посредством комбинирующей матрицы Δ _c для каждого кода c разделения на каналы, чтоб получить продетектированные символы для этого кода разделения на каналы. Входной фильтр и комбинирующие матрицы могут обновляться по отдельности с одинаковой или различной частотой.

Обработка многокаскадного приемника может быть выполнена множеством способов. В следующем описании принято допущение, что символы пилот-сигнала передаются посредством матрицы передачи B _c= I с использованием одинакового кода p разделения на каналы для каждой из M передающих антенн. Кроме того, предполагается, что символы пилот-сигнала не являются коррелированными или они ортогональны, так что E{ b _p (s) b _p ^H (s)}=I, где b _p (s) представляет собой вектор M×1 из символов пилот-сигнала, переданных из M передающих антенн за период s символа.

В одном варианте приемника входной фильтр F выводится и используется для первого каскада (например, для блока 160 с Фиг.1), и комбинирующая матрица Δ _c вычисляется для каждого кода разделения на каналы и используется для второго каскада (например, для блока 170 с Фиг.1).

Для обучения на уровне символа фильтр может быть выведен на основании символов пилот-сигнала, используя критерий наименьших квадратов следующим образом:

Уравнение (25)

где χ _p (s) является вектором R×1 сжатых символов пилот-сигнала,

W _h является кандидатом фильтрующей матрицы размерностью R×M,

W _p является фильтрующей матрицей размерностью R×M, вычисленной на основании символов пилот-сигнала, и

P является количеством символов пилот-сигнала, использованных для выведения W _p.

Сжатые символы пилот-сигнала в χ _p (s) могут быть получены так, как показано в уравнении (13), хотя и с использованием кода p разделения на каналы пилот-сигнала вместо кода c разделения на каналы. По критерию наименьших квадратов среди всех являющихся кандидатом фильтрующих матриц выбирается фильтрующая матрица, для которой величина с правой стороны уравнения минимизируется. Выбранная фильтрующая матрица предоставляется в качестве фильтрующей матрицы W _p наименьших квадратов.

Когда P→∞ в уравнении (25), W _p может быть выражено как

W _p =[E{χ _p (s)χ _p ^H (s)}] ^-1 E{χ _p (s) b _p ^H (s)}. Уравнение (26)

Для обучения на уровне символа W _p может быть выведена следующим образом. Сжатые символы пилот-сигнала в χ _p (s) могут быть получены из принятых выборок, как показано в уравнении (13). Векторное произведение χ _p (s)χ _p ^H (s) размерностью R×R может быть вычислено и усреднено по достаточному количеству символов пилот-сигналов. Векторное произведение χ _p (s) b _p ^H (s) размерностью R×M также может быть вычислено и усреднено. W _p может быть вычислена на основании двух усредненных векторных произведений. W _p также может быть вычислено на основании рекурсивного метода наименьших квадратов, метода блочных наименьших квадратов или некоторого другого известного способа.

Для обучения на уровне элементарного сигнала фильтр может быть выведен на основании принятых выборок, используя критерий наименьших квадратов, следующим образом:

Уравнение (27)

где b _p (s)*v _p (k)*p(k) является вектором M×1 элементарных сигналов пилот-сигнала, полученных путем расширения и скремблирования символов пилот-сигналов.

Когда P→∞ в уравнении (27), W _p может быть выражено как:

W _p = [E{ x (k) x ^H(k)}]^-1 E{ x (k) b _p ^H(s)*v _p(k)*p(k)}. Уравнение (28)

Для обучения на уровне элементарного сигнала W _p может быть выведена следующим образом. Векторное произведение x (k) x ^H(k) размерностью R×R может быть вычислено на основании принятых выборок и усреднено по достаточному количеству пилот-символов. Векторное произведение x (k) b _p ^H(s)*v _p(k)*p(k) размерностью R×M также может быть вычислено и усреднено. W _p может быть вычислено на основании двух усредненных векторных произведений.

Из уравнения (22) W _p может быть выражена как

где

Уравнение (30)

Матрица P _p размерностью M×M может быть оценена следующим образом: