Способ передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн

Способ передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к области радиотехники, в частности к способу передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн.

Технология использования нескольких передающих и нескольких приемных антенн привлекает внимание как эффективный способ повышения пропускной способности канала связи, не требующий для этого дополнительных затрат радиочастотного спектра. В системах радиосвязи, использующих данную технологию, канал связи между передающей и приемной стороной имеет множество входов (multiple inputs) - передающих антенн, и множество выходов (multiple outputs) - приемных антенн, вследствие чего технология получила название MIMO (multiple-input-multiple-output).

Всю совокупность каналов распространения сигнала между передающими и приемными антеннами принято называть каналом MIMO. Один из способов увеличения пропускной способности состоит в одновременной передаче различных информационных потоков по различным пространственным подканалам канала MIMO. Данный способ известен как пространственное мультиплексирование (spatial multiplexing) (см., например, G.J.Foshini, G.D.Golden, R.A.Valenzuela, "Simplified processing for high spectral efficiency wireless communication employing multi-element arrays", IEEE Selected Areas Communication, vol.17, pp.1841-1852, November, 1999 [1] и 802.16ТМ IEEE Standard for local and metropolitan area networks. Part 16: Air Interface for Fixed Broadband Wireless Access Systems, 1 October 2004 [2]).

При пространственном мультиплексировании независимые информационные потоки передают через различные передающие антенны. На приемной стороне оценивают коэффициенты передачи h_j,i всех пространственных каналов связи, каждый из которых образован одной передающей и одной приемной антенной, где i, j - индексы передающей и приемной антенн соответственно. Из этих коэффициентов формируют канальную матрицу H, которую используют при приеме сигнала.

До недавнего времени весьма интенсивно развивались методы передачи-приема для однопользовательских каналов MIMO, охватывающих один приемник и один передатчик (в терминах зарубежных публикаций - point-to-point - от точки к точке).

Одним из наиболее серьезных препятствий на пути использования технологии MIMO в системе «от точки к точке» является необходимость размещения на абонентской станции (АС) нескольких антенн. Это довольно сложно реализовать, так как к абонентской станции, как правило, предъявляются требования малых габаритов и низкой стоимости.

Другая проблема использования однопользовательской технологии MIMO состоит в том, что увеличение пропускной способности зависит от рассеивающих свойств среды распространения сигнала. При этом для получения существенного выигрыша в пропускной способности требуется, чтобы среда распространения сигнала имела объекты рассеяния, а антенные системы имели антенны, удаленные друг от друга на большое расстояние.

Вариант решения данных проблем представляет многопользовательская технология MIMO. В данной технологии в качестве канала MIMO рассматривается канал, образованный несколькими антеннами базовой станции (БС), с одной стороны и антеннами нескольких абонентских станций (АС) с другой стороны. При этом каждая абонентская станция может иметь как несколько, так и только одну антенну.

Многопользовательские подходы дают возможность использовать дополнительные преимущества технологии MIMO.

Во-первых, появляется возможность увеличения пропускной способности за счет пространственного разделения пользователей, когда несколько абонентских станций используют для связи с БС один и тот же физический канал.

Во-вторых, многопользовательский канал MIMO имеет относительно низкую корреляцию между пространственными подканалами, за счет того, что они принадлежат различным абонентским терминалам. Это обеспечивает выигрыш в пропускной способности даже в среде с низким рассеянием.

В-третьих, появляется возможность реализовывать алгоритмы MIMO в случае, когда абонентское оборудование имеет одну или небольшое количество антенн.

К настоящему моменту имеется достаточно практичное решение для многопользовательского алгоритма MIMO в обратном канале системы связи (от абонентских станций к базовой). Это способ совместного пространственного мультиплексирования (collaborative spatial multiplexing), используемый для передачи сигналов от нескольких абонентских терминалов на базовую станцию. Данное решение предусмотрено современными стандартами связи (см., например, [2]).

Однако проблема увеличения емкости наиболее актуальна для прямого канала - от базовой станции к абонентским терминалам, по которому передаются наиболее объемные и высокоскоростные потоки данных. В то же время пока не разработано простого и эффективного многопользовательского алгоритма для прямого канала системы связи MIMO. Реализация многопользовательских подходов MIMO в прямом канале сталкивается с двумя основными проблемами. Прежде всего, это необходимость обеспечивать передатчик информацией о канале связи. Другая проблема состоит в том, что в отличие от однопользовательского канала MIMO в многопользовательском канале практически невозможна совместная обработка сигналов различных абонентских терминалов.

Таким образом, весьма актуальной является задача разработки многопользовательского алгоритма передачи-приема сигнала в прямом канале системы связи MIMO.

Реализация многопользовательской технологии в прямом канале обычно состоит в преобразовании сигнала, которое выполняется перед его передачей в эфир, в силу чего преобразование часто называют предварительным преобразованием или кодированием (precoding). Известно несколько многопользовательских подходов MIMO в прямом канале. К ним относятся «кодирование грязной страницы» (dirty paper coding) (см., например, M.Airy, A.Forenza, R.W.Heath, Jr.S.Shakkottai, "Practical Costa precoding for the multiple antenna broadcast channel", IEEE Global Telecommunications Conference, GLOBECOM, 29 Nov.-3 Dec. 2004, Volume 6, Page(s): 3942-3946 [3]), блочная диагонализация (block diagonalization) (см., например, Q.H.Spencer, and M.Haardt, "Capacity and Downlink Transmission Algorithms for a Multi-user MIMO Channel", Signals, Systems and Computers, 2002. Conference Record of the Thirty-Sixth Asilomar Conference, Volume 2, Issue, 3-6 Nov. 2002 Page(s): 1384-1388 [4]) и различные методы линейного многопользовательского предварительного кодирования (multiuser precoding) (см., например, J.C.Mundarath, J.H.Kotecha, "Zero-Forcing Beamforming for Non-Collaborative Space Division Multiple Access", Proceedings of 2006 IEEE International Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing ICASSP, 14-19 May 2006, Volume: 4, page(s): IV-IV [5] и A. Wiesel, Y.С.Eldar, and Sh.Shamai, "Optimal Generalized Inverses for Zero Forcing Precoding", 41st Annual Conference on Information Sciences and Systems, CISS '07, 14-16 March 2007, pages: 130-134 [6]).

Большинство из этих методов обладает высокой сложностью реализации и требует серьезных исследований, направленных на их практическое применение.

Например, в алгоритме [4] блочной диагонализации многопользовательское предварительное преобразование (кодирование) сигнала выполняют таким образом, что канал MIMO трансформируется в ортогональные пространственные подканалы, соответствующие различным пользовательским терминалам. При этом данные каналы не создают взаимных помех. Прием-передачу сигналов для каждого абонентского терминала выполняют в соответствующем пространственном подканале с использованием какого-либо из известных однопользовательских алгоритмов MIMO.

Для реализации этого подхода необходимо оценить коэффициенты передачи всех пространственных каналов связи и сформировать канальную матрицу. Информация о канальной матрице является вспомогательной контрольной информацией, которую тем или иным способом необходимо передать на базовую станцию. После этого базовая станция должна выполнить декомпозицию канальной матрицы по сингулярным значениям. Полученную в результате информацию о правых сингулярных векторах БС использует в процессе передачи сигналов. При этом информацию о левых сингулярных векторах базовая станция должна передать абонентским терминалам с тем, чтобы они могли выполнить прием сигнала.

Такой алгоритм сложен для практической реализации, так как требует двусторонней передачи весьма объемных контрольных данных с высокой скоростью. Другим недостатком этого алгоритма является то, что он применим лишь для случая, когда абонентские терминалы имеют по две и более приемных антенн.

Известны более простые - линейные способы многопользовательского предварительного кодирования, к которым относятся способ минимума среднеквадратичной ошибки (minimum mean squared error - MMSE) и способ обращения в нуль (zero forcing - ZF), описанные в [5] и [6].

В этих алгоритмах предшествующая передаче обработка сигнала (предварительное кодирование) выполняется путем линейного преобразования, матрица которого формируется на основе инверсии или псевдоинверсии канальной матрицы Н. В результате такой предварительной обработки в каждой приемной антенне каждой из АС формируется только полезный сигнал без помех, создаваемых сигналами, предназначенными для других приемных антенн. Способы ZF и MMSE применимы для терминалов, оборудованных как одной, так и несколькими антеннами.

Один из наиболее простых методов многопользовательского предварительного кодирования - это метод инверсии канала или обращения в нуль (ZF).

Согласно методу инверсии канала из символов модуляции, предназначенных для одновременной передачи U абонентским терминалам, формируют пакет a₁,…, a_S, где S - суммарное количество приемных антенн абонентских станций, а количество символов, передаваемых каждой АС, равно количеству приемных антенн данной АС. Пакет представляют как вектор a=[a₁…a_S]^T, элементами (или координатами) которого являются символы пакета. Из данного вектора формируют вектор передаваемых сигналов s путем умножения вектора а на инверсию канальной матрицы или псевдоинверсию, если матрица Н не квадратная. В дальнейшем для простоты будем рассматривать случай S=N, когда матрица Н квадратная. Тогда

Сигналы приемных антенн абонентских станций могут быть представлены как элементы вектора у, который, в свою очередь, может быть выражен как

где n - вектор шумовых составляющих приемных антенн, которые хорошо аппроксимируются как независимые Гауссовские случайные величины, х - нормированный вектор передаваемых сигналов, полученный следующим преобразованием вектора s:

- мощность сигнала, Е[γ] - матожидание γ.

Подстановкой (1) и (3) в (2) можно получить, что

где n - вектор шумовых составляющих приемных антенн AC, I_S - единичная диагональная матрица размерности S×S.

Из формулы (4) видно, что принимаемые сигналы пользователей являются взаимно независимыми и не создают взаимных помех. Однако нормировка (3) приводит к тому, что коэффициент передачи сигнала равен . Величина в знаменателе этого выражения зависит от инверсии канальной матрицы Н и может быть весьма значительной, особенно при плохо обусловленной канальной матрице. Наличие этого коэффициента является основной причиной снижения относительной полезной мощности в точке приема и, вместе с этим, помехоустойчивости приема.

Таким образом, значительное увеличение мощности сигнала s за счет многопользовательской предварительной обработки является основным недостатком методов ZF и MMSE. Поскольку в системе связи существует ограничение на мощность передачи, то амплитуду сигнала линейно снижают (в соответствии с формулой (3)), однако это приводит к значительному снижению полезной мощности сигнала относительно шума в точке приема. В результате помехоустойчивость приема становится низкой.

Существует и другой способ ограничения мощности передачи, который позволяет избежать значительного снижения относительной полезной мощности в точке приема. В основе данного способа лежит операция нелинейного модульного редуцирования, которая давно применяется, в алгоритмах предварительной обработки сигнала (см., например, R.F.H.Fischer, С.Windpassinger, A.Lampe, J.B.Huber, "Space-Time Transmission using Tomlinson-Harashima Precoding", In Proc. 4th Int. ITG Conf., pp.139-147, Berlin, Jan. 2002 [7]).

Операция модульного редуцирования (modulo reducing) состоит в добавлении к действительной и мнимой части входного числа величин, кратных действительной величине А, называемой модулем. Входной величиной для данной операции является комплексное число, отражающее преобразованный сигнал. Добавляемые значения выбираются так, что суммарное комплексное число оказывается в центральной области комплексной плоскости, в которой располагаются все комплексные символы используемого созвездия модуляции. За счет этого мощность передаваемого сигнала снижается. Величина модуля известна как передающей, так и приемной стороне, что позволяет восстановить редуцированный сигнал в процессе приема.

Наиболее эффективный способ использования нелинейного модульного редуцирования основан на применении алгоритма векторного возмущения (vector perturbation), описанного в статье Christoph Windpassinger, Robert F.H.Fischer, and Johannes B.Huber, "Lattice-Reduction-Aided Broadcast Precoding", IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL.52, NO.12, DECEMBER 2004, pp.2057-2060 [8].

Векторное возмущение состоит в том, что к вектору информационных символов а прибавляют некоторый возмущающий вектор р. В результате сигнал после многопользовательского преобразования может быть представлен как

Действительные и мнимые части элементов вектора p определяют кратными величине модуля А, выбираемой таким образом, что

где Re a, Im a - действительная и соответственно мнимая части любого комплексного символа используемого созвездия модуляции.

Сигнал у, принимаемый в канале каждой приемной антенны каждой абонентской станции, подвергают операции нелинейного модульного редуцирования, формируя в результате следующий сигнал

где

- максимальное целое число, не превышающее х.

Основным свойством операции нелинейного модульного редуцирования является то, что она инвариантна к добавлению величин, кратных А:

где r - любое целое число.

В силу этого свойства после выполнения модульного редуцирования сигналы приемных антенн всех АС могут быть представлены вектором

где I_S - единичная диагональная матрица размерности S×S.

Данное равенство показывает, что векторы передаваемых и принимаемых сигналов связаны линейно с помощью диагональной матрицы I_S. То есть в результате предшествующего передаче многопользовательского преобразования в каждой из приемных антенн сформирован соответствующий ей передаваемый сигнал без помех, создаваемых сигналами, передаваемыми для других приемных антенн.

Максимальная эффективность многопользовательского преобразования достигается тогда, когда выбором вектора p мощность передаваемого сигнала х=Н^-1·(a+p) снижается в максимальной степени. Поэтому в передатчике необходимо определить оптимальный возмущающий вектор p_opt, таким образом, что добавление его к вектору информационных символов а обеспечит минимум мощности сигнала после предварительного многопользовательского кодирования:

где - множество S-мерных векторов, элементы которых имеют целочисленные действительную и мнимую части.

Решение оптимизационной задачи (12) затрудняется тем, что множество целых чисел не ограничено, в силу чего множество бесконечно. Поэтому поиск решения методом перебора всех значений множества невозможен. Даже если ограничить множество рассматриваемых целых чисел несколькими наиболее близкими к нулю значениями, например {-2,-1,0,1,2}, то и в этом случае множество поиска может быть весьма велико. Например, это множество состоит из (5²)^S=625 векторов при S=2 и (5²)^S=390625 векторов при S=4. Поэтому метод перебора для решения (12) приводит к значительному увеличению сложности реализации.

Один из подходов к решению оптимизационной задачи (12) состоит в использовании редукции базиса решетки, как описано в [8]. Данный способ является наиболее близким к заявляемому способу. Способ-прототип заключается в следующем.

Способ передачи-приема сигнала в системе радиосвязи, включающей передающую станцию, оборудованную N передающими антеннами, и U приемных станций, каждая из которых оборудована, по меньшей мере, одной приемной антенной, где U≥2, а суммарное количество приемных антенн приемных станций S удовлетворяет условию 1<S≤N, заключается в том, что

оценивают коэффициенты передачи совокупности пространственных каналов связи, каждый из которых образован одной передающей антенной передающей станции и одной приемной антенной приемной станции,

осуществляют передачу-прием сигналов между передающей станцией и приемными станциями, для чего:

- на передающей станции из U информационных сообщений, предназначенных для передачи U приемным станциям, формируют U соответствующих множеств символов модуляции,

- из сформированных множеств символов модуляции формируют пакеты по S символов модуляции в каждом, включая в пакет по одному символу модуляции на каждую из приемных антенн приемных станций,

- представляют каждый пакет в виде вектора передаваемых символов модуляции a=[a₁…a_S]^T,

- используя оценки коэффициентов передачи пространственных каналов, формируют канальную матрицу Н,

- из вектора передаваемых символов модуляции а и канальной матрицы Н формируют реально-значные вектор a_r и матрицу H_r в соответствии с формулами

где ReY, ImY - элементы матриц, составленных из действительных и соответственно мнимых частей соответствующих элементов матрицы Y,

- из реально-значной канальной матрицы H_r формируют матрицу W_r линейного многопользовательского преобразования сигнала

- путем редукции базиса решетки матрицы W_r формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу линейного многопользовательского преобразования в матрицу Z=W_rT, имеющую заведомо низкое число обусловленности,

- используя матрицу Т, определяют возмущающий вектор по формуле

где Q(x) - вектор, полученный из вектора x округлением его элементов до ближайших целых чисел, А - действительное число, такое, что действительная Re a и мнимая Im a части любого символа модуляции по абсолютной величине строго меньше А/2:

- формируют возмущенный реально-значный вектор передаваемых символов модуляции путем суммирования реально-значного вектора передаваемых символов модуляции и возмущающего вектора и выполняют линейное многопользовательское преобразование полученного возмущенного реально-значного вектора символов модуляции, формируя, таким образом, реально-значный вектор передаваемых сигналов:

- из полученного реально-значного вектора передаваемых сигналов x_r формируют вектор передаваемых сигналов

где j - мнимая единица, а через x_r(n:m) обозначен вектор, составленный из последовательности элементов вектора x_r с n-го по m-й,

- совокупность сигналов, определяемых элементами вектора передаваемых сигналов x, передают через все передающие антенны - по одному сигналу через антенну;

принимают сигналы на каждой из U приемных станций, причем в канале каждой приемной антенны осуществляют прием, в процессе которого

- формируют сигнал у как комплексное число с модулем и аргументом, отражающими соответственно амплитуду и фазу сигнала, принимаемого каналом данной антенны;

- определяют реальную и мнимую части сигнала у

- с полученными сигналами z и с выполняют операцию модульного редуцирования с модулем, равным А:

,

где - целая часть x, то есть максимальное целое число, не превышающее x,

- из сигналов и формируют комплексный сигнал и, используя значения комплексного сигнала , сформированные в канале каждой приемной антенны, выполняют демодуляцию и декодирование принятого сигнала.

Данный способ передачи-приема сигнала в многопользовательской системе связи MIMO использует линейное многопользовательское преобразование сигнала, основанное на инверсии (или псевдоинверсии) канальной матрицы.

Это весьма эффективный способ предварительного многопользовательского кодирования, так как, во-первых, в результате такого преобразования подавляются взаимные помехи сигналов в приемных антеннах; во-вторых, приемной стороне не требуется никакой дополнительной служебной информации для демодуляции сигнала, вследствие чего возможна относительно простая реализация приемного устройства.

Однако за счет умножения сигнала на инверсию (или псевдоинверсию) канальной матрицы значительно увеличивается мощность сигнала. Для снижения мощности используется процедура векторного возмущения.

Причем оптимальный возмущающий вектор определяют как вектор, минимизирующий величину .

Задачу определения оптимального возмущающего вектора можно представить как задачу поиска вектора W_r·p, максимально близкого к вектору - W_r·a_r. В теории матриц множество векторов W_r·p известно как пространство решетки матрицы W_r. Поиск в пространстве решетки значительно упрощается, когда матрица имеет низкое число обусловленности, которым является отношение максимального сингулярного значения матрицы к минимальному. При этом матрица имеет более высокую степень ортогональности столбцов, и решение уравнения W_r·p=-W_r·a_r можно аппроксимировать как

где Q(x) - округление элементов вектора x до ближайшего целого числа.

Точность такой аппроксимации зависит от степени ортогональности столбцов матрицы W_r или, что то же, от близости к единице ее числа обусловленности.

Для снижения числа обусловленности матрицы W_r используют метод редукции базиса решетки. При этом матрицу предварительного линейного преобразования W_r преобразуют в матрицу Z, имеющую заведомо низкое число обусловленности и, следовательно, более высокую степень ортогональности столбцов. Преобразование редукции базиса решетки состоит в формировании целочисленной матрицы Т с определителем, равным ±1, такой, что между исходной и преобразованной матрицами выполняется соотношение Z=W_rT.

После такого преобразования оптимальный возмущающий вектор находят как

Однако несмотря на то что преобразование редукции базиса решетки в среднем уменьшает число обусловленности матрицы и повышает степень ортогональности ее столбцов, оно не гарантирует идеальной ортогональности столбцов матрицы предварительного линейного преобразования. Вследствие этого выбранный таким образом возмущающий вектор не всегда обеспечивает минимум величины . Это обусловливает увеличение, во-первых, средней передаваемой мощности сигнала, а во-вторых, диапазона значений передаваемой мощности сигнала.

Первый из этих аспектов приводит к снижению пропускной способности канала за счет снижения мощности полезного сигнала в точке приема, вызванного нормировкой мощности при передаче. Второй аспект вызывает увеличение отношения пиковой мощности сигнала к средней. Это, в свою очередь, повышает требования к линейности усилителя и затрудняет реализацию способа в аппаратуре связи.

Задача, на решение которой направлено заявляемое изобретение, заключается в повышении помехоустойчивости приема, а также увеличении пропускной способности канала связи.

Поставленная задача решается заявляемым способом передачи-приема сигнала в многопользовательской системе радиосвязи с множеством передающих и множеством приемных антенн, при котором между передающей станцией, оборудованной N передающими антеннами, и U приемными станциями, каждая из которых оборудована, по меньшей мере, одной приемной антенной, где U≥2, а суммарное количество приемных антенн приемных станций S удовлетворяет условию 1<S≤N, осуществляют передачу-прием сигналов посредством F физических каналов, где F≥1, при этом выполняют следующие операции:

для каждого из F физических каналов оценивают коэффициенты передачи всевозможных пространственных каналов связи, каждый из которых образован одной передающей антенной передающей станции и одной приемной антенной приемной станции;

- на передающей станции из U информационных сообщений, предназначенных для передачи U приемным станциям, формируют U соответствующих множеств символов модуляции,

- из сформированных множеств символов модуляции формируют F пакетов по S символов модуляции в каждом, включая в каждый пакет по S_k символов модуляции для каждой k-й приемной станции, где S_k - количество приемных антенн k-й приемной станции,

- каждый символ модуляции представляют комплексным числом а, а пакет символов модуляции представляют в виде вектора передаваемых символов модуляции a=[a₁…a_S]^T,

- используя оценки коэффициентов передачи пространственных каналов, формируют канальную матрицу Н используемого физического канала,

- из вектора передаваемых символов модуляции а и канальной матрицы Н формируют реально-значные вектор a_r и матрицу H_r в соответствии с формулами

где ReX, ImX - элементы матриц, составленных из действительных и соответственно мнимых частей соответствующих элементов матрицы Х, где Х обозначает любой из символов переменных в формулах (23),

- из реально-значной канальной матрицы H_r формируют матрицу W_r линейного многопользовательского преобразования сигнала,

- по реально-значному вектору a_r и матрице W_r линейного многопользовательского преобразования определяют оптимальный возмущающий вектор таким образом, чтобы минимизировать мощность передаваемого сигнала, при этом выполняют поиск оптимального возмущающего вектора среди множества векторов р, элементы которых кратны действительному числу А, определяемому таким образом, что действительная и мнимая части любого символа модуляции по абсолютной величине не превосходят А/2, а процедуру поиска выполняют таким образом, что

- используя вектор a_r и матрицу W_r, формируют вспомогательный вектор q₀, определяющий начальную точку поиска, таким образом, что вектор A·q₀ принадлежит множеству возмущающих векторов p,

- последовательно для каждой координаты вспомогательного вектора q₀ определяют оптимальную величину шага изменения, обеспечивающую максимальную степень сокращения мощности передаваемого сигнала, определяют субоптимальную величину шага, обеспечивающую меньшую степень сокращения мощности передаваемого сигнала, при этом величину шага выбирают из ограниченного множества целых чисел,

- формируют первый оптимизированный вектор q₁, прибавляя к каждой координате вспомогательного вектора q₀ оптимальную величину шага изменения соответствующей координаты,

- определяют второй оптимизированный вектор q₂, прибавляя к каждой координате вспомогательного вектора q₀ субоптимальную величину шага изменения соответствующей координаты,

- из первого q₁ и второго q₂ оптимизированных векторов формируют множество кандидатских векторов, включая в него векторы, каждая координата каждого из которых является соответствующей координатой первого q₁ или второго q₂ оптимизированных векторов, причем каждый из таких векторов включают во множество кандидатских векторов с учетом мощности передаваемого сигнала, соответствующей данному вектору,

- используя реально-значный вектор a_r и матрицу линейного многопользовательского преобразования W_r, определяют оптимальный вспомогательный вектор q_opt как вектор из множества кандидатских векторов, обеспечивающий минимум мощности передаваемого сигнала,

- используя оптимальный вспомогательный вектор q_opt, величину А и матрицу W_r, формируют оптимальный возмущающий вектор p_opt, завершая, таким образом, процедуру поиска оптимального возмущающего вектора,

- формируют возмущенный реально-значный вектор передаваемых символов модуляции путем суммирования реально-значного вектора передаваемых символов модуляции и оптимального возмущающего вектора, после чего выполняют линейное многопользовательское преобразование полученного возмущенного реально-значного вектора символов модуляции, формируя, таким образом, реально-значный вектор передаваемых сигналов по формуле

- из полученного реально-значного вектора передаваемых сигналов x_r формируют ненормированный вектор передаваемых сигналов

где j - мнимая единица, а через x_r(n:m) обозначен вектор, составленный из последовательности элементов вектора x_r с n-го по m-й;

- формируют вектор передаваемых сигналов x, умножая вектор ненормированных передаваемых сигналов x₀ на нормирующий коэффициент C_T,

- осуществляют передачу совокупности сигналов, соответствующих элементам полученного вектора х, в соответствующем физическом канале через все передающие антенны - по одному сигналу через антенну;

- принимают сигналы на каждой из U приемных станций, причем в каждом физическом канале каждой приемной антенны осуществляют прием, в процессе которого выполняют следующую последовательность операций:

- формируют сигнал у как комплексное число с модулем и аргументом, соответствующими амплитуде и фазе принимаемого данным физическим каналом сигнала,

- нормируют сигнал у, умножая его на нормирующий коэффициент C_R, формируя, таким образом, нормированный сигнал

- определяют реальную и мнимую части нормированного сигнала y_norm

- с полученными сигналами z и с выполняют операцию модульного редуцирования с модулем А:

где - целая часть x, то есть максимальное целое число, меньшее x,

- из сигналов и формируют комплексный сигнал

- используя значения комплексного сигнала , сформированные таким образом, в каждом физическом канале каждой приемной антенны, выполняют демодуляцию и декодирование принятого сигнала.

При этом, например, символы модуляции на передающей станции формируют таким образом, что каждое из U информационных сообщений, предназначенных для передачи U приемным станциям соответственно, представляют в виде последовательности двоичных символов, а затем выполняют кодирование, перемежение и модуляцию двоичных символов данной последовательности.

Матрицу W_r линейного многопользовательского преобразования сигнала формируют, например, как

где H_r - реально-значная канальная матрица соответствующего физического канала.

Вспомогательный вектор q₀, определяющий начальную точку поиска, формируют таким образом, что

путем редукции базиса решетки матрицы W_r формируют целочисленную матрицу Т с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу многопользовательского преобразования в матрицу Z=W_rT, имеющую заведомо низкое число обусловленности,

используя матрицу Т и реально-значный вектор передаваемых символов модуляции a_r, вспомогательный вектор определяют как

где Q(x) - вектор, полученный из вектора x округлением его элементов до ближайших целых чисел.

При формировании первого q₁ и второго q₂ оптимизированных вспомогательных векторов степень сокращения мощности передачи при изменении j-й координаты вектора определяют по степени сокращения решающей функции

где e_j - 2S-мерный вектор, j-я координата которого равна 1, а все остальные координаты имеют нулевые значения.

При формировании первого x₁ и второго x₂ оптимизированных векторов величину шага выбирают, например, из множества Z={-1,0,1,}.

При определении оптимального вспомогательного вектора мощность передаваемого сигнала оценивают по величине

Оптимальный возмущающий вектор p_opt формируют, используя оптимальный вспомогательный вектор q_opt, величину А и матрицу W_r, по формуле

где Т - целочисленная матрица с определителем, равным ±1, умножение на которую преобразует матрицу W_r в матрицу Z=W_rT, имеющую заведомо низкое число обусловленности.

При формировании вектора передаваемых сигналов нормирующий коэффициент C_T, выбирают таким образом, что средняя мощность передачи сигналов сформированного вектора передаваемых сигналов x равна мощности сигналов, передаваемых приемным станциям без многопользовательского преобразования.

Нормирующий коэффициент C_R устанавливают, например, равным обратной величине от нормирующего коэффициента передачи: .

Повышение помехоустойчивости приема и, вместе с тем, увеличение пропускной способности канала связи в заявляемом способе достигаются за счет использования новой последовательности операций способа, включающих процедуру векторного возмущения в сочетании с эффективным способом поиска возмущающего вектора, основанным на одномерной оптимизации решающей функции. Новыми относительно известного уровня техники являются следующие операции:

процедуру поиска выполняют таким образом, что

- используя вектор a_r и матрицу W_r, формируют вспомогательный вектор q₀, определяющий начальную точку поиска, таким образом, что вектор А·q₀ принадлежит множеству возмущающих векторов p,

- последовательно для каждой координаты вспомогательного вектора q₀ определяют оптимальную величину шага изменения, обеспечивающую максимальную степень сокращения мощности передаваемого сигнала, определяют субоптимальную величину шага, обеспечивающую меньшую степень сокращения мощности передаваемого сигнала, при этом величину шага выбирают из ограниченного множества целых чисел,

- формируют первый оптимизированный вектор q₁, п