Оценивание шума для беспроводной связи

Оценивание шума для беспроводной связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Ссылки

Данная заявка притязает на приоритет предварительной заявки № 60/792874 под названием "MIMO OFDM MMSE SPATIAL RECEIVER NOISE FLOOR ESTIMATOR", поданной 17 апреля 2006 г., в полном объеме включенной сюда посредством ссылки.

Область техники

Настоящее раскрытие относится, в целом, к области связи и, в частности, к способам оценивания шума на приемнике в системе беспроводной связи.

Уровень техники

В системе беспроводной связи передатчик обычно обрабатывает (например, кодирует и отображает в символы) данные трафика для генерации символов данных, которые являются символами модуляции для данных. Затем передатчик обрабатывает символы данных для генерации модулированного сигнала и передает этот сигнал по беспроводному каналу. Беспроводной канал искажает передаваемый сигнал согласно канальной характеристике и дополнительно ухудшает сигнал за счет шума и помехи. Приемник принимает переданный сигнал и обрабатывает принятый сигнал для получения оценок символов данных, которые являются оценками переданных символов данных. Затем приемник обрабатывает (например, демодулирует и декодирует) оценки символов данных для получения декодированных данных.

Принятый сигнал включает в себя шум и помеху из беспроводного канала, а также шум, генерируемый на приемнике, и все это вместе мы будем называть просто "шумом". Шум в принятом сигнале снижает качество оценок символов данных и снижает достоверность декодированных данных. Приемник может осуществлять детектирование и/или декодирование с учетом шума. Хорошая оценка шума может быть полезна для повышения качества детектирования и декодирования.

Поэтому в технике существует потребность в способах для получения хорошей оценки шума в системе беспроводной связи.

Сущность изобретения

Здесь описаны способы вывода и использования оценки шума для приема данных в системе беспроводной связи. Согласно варианту осуществления, оценка шума выводится для каждого пакета, принятого в передаче данных. Оценку шума можно выводить на основании множественных идентичных последовательностей выборок, отправленных с пакетом, или на основании значения автоматической регулировки усиления (АРУ) для пакета. Детектирование данных осуществляется для каждого пакета с использованием оценки шума для этого пакета. Согласно варианту осуществления выводится, по меньшей мере, один весовой коэффициент для каждого пакета с использованием оценки шума для пакета. Затем осуществляется детектирование данных для каждого пакета с, по меньшей мере, одним весовым коэффициентом для пакета.

В другом варианте осуществления оценка шума выводится на основании множественных идентичных последовательностей выборок, отправленных в течение передачи, например, пакета. Первая последовательность выборок и вторая последовательность выборок получаются из каждого, по меньшей мере, одного приемника, используемого для приема данных. Первая и вторая последовательности выборок могут соответствовать, например, двум длинным обучающим символам в преамбуле пакета IEEE 802.11. Третья последовательность выборок получается для каждого приемника на основании первой последовательности выборок для приемника. Согласно варианту осуществления, фазовый сдвиг между первой и второй последовательностями выборок определяется и применяется к первой последовательности выборок для каждого приемника, для получения третьей последовательности выборок для этого приемника. В другом варианте осуществления первая последовательность выборок для каждого приемника используется как третья последовательность выборок для приемника. В любом случае, оценка шума выводится на основании второй и третьей последовательностей выборок для, по меньшей мере, одного приемника.

Различные аспекты и варианты осуществления раскрытия дополнительно более подробно описаны ниже.

Краткое описание чертежей

Аспекты и варианты осуществления раскрытия явствуют из нижеследующего подробного описания, приведенного совместно с чертежами, снабженными сквозной системой обозначений.

Фиг.1 - блок-схема передающей станции и приемной станции.

Фиг.2 - формат пакета согласно IEEE 802.11.

Фиг.3 - вариант осуществления блока оценивания/обработки шума.

Фиг.4 - другой вариант осуществления блока оценивания/обработки шума.

Фиг.5 - процесс приема пакетов.

Фиг.6 - устройство для приема пакетов.

Фиг.7 - процесс для осуществления оценивания шума.

Фиг.8 - устройство для осуществления оценивания шума.

Подробное описание

Слово "иллюстративный" используется здесь в смысле "служащий примером, вариантом или иллюстрацией". Любой/ая вариант осуществления или конструкция, описанный/ая здесь как "иллюстративный/ая", не обязательно является предпочтительным/ой или преимущественным/ой над другими вариантами осуществления или конструкциями.

Описанные здесь способы оценивания шума можно использовать для различных сетей беспроводной связи, например, беспроводных глобальных сетей (WWAN), беспроводных региональных сетей (WMAN), беспроводных локальных сетей (WLAN) и т.д. Термины "сеть" и "система" часто используются взаимозаменяемо. Способы также можно использовать для различных сетей множественного доступа, например, сетей множественного доступа с частотным разделением (FDMA), множественного доступа с кодовым разделением (CDMA), множественного доступа с временным разделением (TDMA), множественного доступа с пространственным разделением (SDMA), ортогонального FDMA (OFDMA) и FDMA с одной несущей (SC-FDMA). В сети OFDMA используется ортогональное мультиплексирование с частотным разделением (OFDM). В сети SC-FDMA используется мультиплексирование с частотным разделением на одной несущей (SC-FDM). OFDM и SC-FDM предусматривают разбиение полосы системы на множественные (K) ортогональных поднесущих, которые также называются тонами, бинами и т.д. Каждая поднесущая может модулироваться данными. В общем случае, символы модуляции отправляются в частотной области с OFDM и во временной области с SC-FDM.

Способы оценивания шума также можно использовать для передач с одним входом и одним выходом (SISO), с одним входом и множественными выходами (SIMO), с множественными входами и одним выходом (MISO), и с множественными входами и множественными выходами (MIMO). Один вход означает наличие одной передающей антенны, и множественные входы означает наличие множественных передающих антенн для передачи данных. Один выход означает наличие одной приемной антенны, и множественные выходы означает наличие множественных приемных антенн для приема данных. Для ясности, ниже описаны способы для WLAN, в которой реализованы IEEE 802.11a, 802.11g и/или 802.11n, которые все предусматривают использование OFDM.

На фиг.1 показана блок-схема варианта осуществления двух станций 110 и 150 в сети беспроводной связи 100. Для передачи по нисходящей линии связи (или прямой линии связи) станция 110 может входить в состав и может содержать некоторые или все функциональные возможности, точки доступа базовой станции, Узла B и/или какой-либо другой сетевой сущности. Станция 150 может входить в состав и может содержать некоторые или все функциональные возможности терминала, мобильной станции, пользовательского оборудования, абонентского блока и/или какого-либо другого устройства. Для передачи по восходящей линии связи (или обратной линии связи) станция 110 может входить в состав терминала, мобильной станции, пользовательского оборудования и т.д., и станция 150 может входить в состав точки доступа, базовой станции, Узла B и т.д. Станция 110 представляет собой передатчик передачи данных и снабжена множественными (T) антеннами. Станция 150 представляет собой приемник передачи данных и снабжена множественными (R) антеннами. Каждая передающая антенна и каждая приемная антенна может быть физической антенной или антенной решеткой.

На передающей станции 110 процессор 120 данных передачи обрабатывает (например, форматирует, кодирует, перемежает и отображает в символы) данные трафика в соответствии с одной или несколькими скоростями и генерирует символы данных. Здесь мы понимаем под символом данных символ для данных, под пилотным символом - символ для пилот-сигнала, при этом символ обычно имеет комплексное значение. Символы данных и пилотные символы могут быть символами модуляции из схемы модуляции, например, PSK или QAM. Пилот-сигнал - это данные, заранее известные передатчику и приемнику.

Пространственный процессор передачи 130 мультиплексирует символы данных с пилотными символами, осуществляет пространственную обработку передатчика на мультиплексированных символах данных и пилотных символах и выдает T выходных потоков символов на T OFDM модуляторов (Mod) 132a-132t. Каждый модулятор OFDM 132 осуществляет модуляцию OFDM на своем выходном потоке символов и выдает символы OFDM на соответствующий передатчик (TMTR) 134. Каждый передатчик 134 обрабатывает (например, преобразует к аналоговому виду, фильтрует, усиливает и повышает частоту) своих символов OFDM и генерирует модулированный сигнал. T модулированных сигнала от передатчиков 134a-134t передаются через антенны 136a-136t соответственно.

На приемной станции 150 R антенн 152a-152r принимают T модулированных сигнала от передающей станции 110, и каждая антенна 152 выдает принятый сигнал на соответствующий приемник (RCVR) 154. Каждый приемник 154 обрабатывает (например, фильтрует, усиливает, понижает частоту, цифрует) свой принятый сигнал и выдает входные выборки на соответствующий демодулятор OFDM (Demod) 156 и блок 160 оценивания/обработки шума. Каждый демодулятор OFDM 156 осуществляет демодуляцию OFDM на своих входных выборках и выдает принятые символы на пространственный процессор приема 170. Процессор 160 оценивает шум на основании входных выборок, как описано ниже, и выдает оценки шума на пространственный процессор приема 170. Процессор 170 оценивает канальную характеристику MIMO на основании принятых пилотных символов, осуществляет детектирование на принятых символах данных с помощью канальных оценок и оценок шума, и выдает оценки символов данных. Процессор данных приема 170 дополнительно обрабатывает (например, деперемежает и декодирует) оценки символов данных и выдает декодированные данные.

Контроллер/процессоры 140 и 180 управляют работой станций 110 и 150 соответственно. В блоках памяти 142 и 182 хранятся данные и программные коды для станций 110 и 150 соответственно.

IEEE 802.11a/g предусматривает использование структуры поднесущих, которая обеспечивает разбиение полосы системы на K=64 поднесущих, которые обозначены индексами от -32 до +31. Из всех этих 64 поднесущих 48 поднесущих с индексами ±{1,..., 6, 8,..., 20, 22,..., 26} используются для передачи данных и называются поднесущими для передачи данных. Четыре поднесущие с индексами ±{7, 21} используются для пилот-сигнала и называются поднесущими для пилот-сигнала. Поднесущая нулевой частоты с индексом 0 и остальные поднесущие не используются. Эта структура поднесущих описана в общедоступном стандарте IEEE 802.11a под названием "Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (PHY) Specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band," сентябрь 1999 г. IEEE 802.11n использует структуру поднесущих, имеющую 52 поднесущих для передачи данных с индексами ±{1,..., 6, 8,...,20, 22,..., 28} и четыре поднесущих пилот-сигнала с индексами ±{7, 21}.

На фиг.2 показан формат пакета 200 в IEEE 802.11. На физическом уровне (PHY) стека протоколов для IEEE 802.11 данные обрабатываются как служебные единицы данных подуровня PHY (PSDU). PSDU 220 кодируется и модулируется на основании схемы кодирования и модуляции, выбранной для этой PSDU. PSDU 220 имеет заголовок PLCP 210, который включает в себя шесть полей, которые показаны на фиг.2 и описаны в стандарте IEEE 802.11a. PSDU 220 и ее соответствующие поля передаются в протокольной единице данных PHY (PPDU) 230, которая включает в себя три раздела. Раздел преамбулы 232 имеет длительность в четыре периода символа OFDM и несет десять коротких обучающих символов 236, после которых следует два длинных обучающих символа 238. Приемная станция может использовать обучающие символы для АРУ, захвата хронирования, грубого и тонкого захвата частоты, оценивания канала и в других целях. Раздел сигнала 234 несет один символ OFDM для первых пяти полей заголовка PLCP 210. Раздел данных 240 несет переменное количество символов OFDM для служебного поля заголовка PLCP 210, PSDU 220 и последующих полей хвоста и заполнения. PPDU 230 также можно именовать пакетом, кадром или иным термином.

Согласно варианту осуществления, оценка шума выводится для каждого пакета и используется для детектирования пакета. Выводя оценку шума для каждого пакета, приемная станция может лучше компенсировать изменения шума по K поднесущим и R приемникам. Таким образом, можно повысить производительность.

Оценку шума можно выводить по-разному. В одном варианте осуществления оценка шума выводится на основании значения АРУ. Минимальный уровень шума приемника определяется тепловым шумом и коэффициентом усиления приемника. Тепловой шум можно количественно определить по формуле шума. Коэффициент усиления приемника может определяться значением АРУ, используемым для регулировки коэффициента усиления приемника для достижения нужного/фиксированного уровня сигнала. Можно осуществлять калибровку (например, на заводе) для задания шума на выходе приемника при разных значениях АРУ. Поисковая таблица зависимости уровня шума от значения АРУ может храниться на приемной станции. Тогда текущее значение АРУ для приемника можно передать поисковой таблице, которая может выдать соответствующую оценку шума для приемника.

В другом варианте осуществления оценка шума выводится на основании двух длинных обучающих символов, отправляемых в преамбуле. Каждый длинный обучающий символ генерируется путем (1) отображения 52 конкретных пилотных символов в 52 поднесущие, используемые для передачи, (2) отображения 12 нулевых символов с нулевым значением сигнала в оставшиеся 12 поднесущих и (3) осуществления 64-точечного обратного БПФ на 52 пилотных символах и 12 нулевых символах для получения последовательности из 64 выборок временной области. Каждый длинный обучающий символ, таким образом, является конкретной последовательностью выборок. Два длинных обучающих символа генерируются одинаково и идентичны друг другу.

Для передачи SISO или MISO приемная станция 150 получает один поток входных выборок от одного приемника, например, приемника 154a на фиг.1. Приемная станция 150 может осуществлять оценивание шума на основании входных выборок для двух длинных обучающих символов, как описано ниже.

Согласно варианту осуществления фазовый сдвиг между двумя длинными обучающими символами можно вывести следующим образом:

Уравнение (1) и

Уравнение(2)

где p(n) - входная выборка для первого длинного обучающего символа,

q(n) - входная выборка для второго длинного обучающего символа,

c _s - результат корреляции,

z _s - фазовый сдвиг между первым и вторым длинными обучающими символами,

L - длина длинного обучающего символа, и

"*" обозначает комплексное сопряжение.

В IEEE 802.11a/g L равно 64 для длинного обучающего символа, но может быть равно другим значениям для других последовательностей, которые можно использовать для оценивания шума.

Уравнение (1) осуществляет корреляцию между входными выборками для первого длинного обучающего символа и входными выборками для второго длинного обучающего символа. Уравнение (2) нормирует результат корреляции для получения фазового сдвига. Этот фазовый сдвиг обусловлен погрешностью частоты на приемной станции 150. Погрешность частоты может вытекать из расхождения между часами на передающей и приемной станциях, вследствие чего частота, полученная при понижающем преобразовании на приемной станции 150, может отличаться от частоты, полученной при повышающем преобразовании на передающей станции 110. Погрешность частоты также может быть вызвана доплер-эффектом и/или другими факторами. Фазовый сдвиг равен произведению погрешности частоты и длины длинного обучающего символа. Фазовый сдвиг также можно именовать фазовой погрешностью, разностью фаз и т.д.

Согласно варианту осуществления, дисперсию шума можно вывести следующим образом:

Уравнение (3) и

Уравнение(4)

где - выборка, скорректированная по фазе для первого длинного обучающего символа, и

N _s - дисперсия шума на выборку.

В уравнении (3) выборки p(n) умножаются на для устранения фазового сдвига и получения выборок, скорректированных по фазе, . Фазовый сдвиг также можно устранять из выборок q(n) вместо выборок p(n). В уравнении (4) выборки q(n) вычитаются по отдельности из выборок . Разность для каждой выборки возводится в квадрат, и квадраты разностей для всех L выборок в длинном обучающем символе накапливаются для получения суммарной мощности разностей. Эта суммарная мощность разностей является мощностью разностей между последовательностями и q(n). Суммарная мощность разностей делится на 2L для получения дисперсии шума на выборку N _s. Коэффициент 2L включает в себя (1) коэффициент L для L накопленных выборок и (2) коэффициент «два» для удвоения дисперсии из операции вычитания в уравнении (4). Дисперсию шума также можно именовать оценкой минимального уровня шума или пользоваться какой-либо другой терминологией.

Приемная станция 150 может иметь неплоскую частотную характеристику по всем K поднесущим. Эта неплоская частотная характеристика может быть обусловлена фильтрами и/или другими компонентами схемы на приемной станции 150. Частотную характеристику можно определять (например, при осуществлении заводской калибровки или измерений в условиях эксплуатации) и сохранять в поисковой таблице. Согласно варианту осуществления, дисперсию шума можно выводить для каждой поднесущей следующим образом:

Уравнение (5)

где G(k) - масштабный коэффициент для поднесущей k, и

N _s(k) - дисперсия шума для поднесущей k.

Масштабные коэффициенты G(k) можно определять для нужных поднесущих (например, поднесущих для передачи данных) и использовать для учета частотной характеристики этих поднесущих. Диапазон значений масштабных коэффициентов определяется размахом изменения в частотной характеристике. Например, если размах изменения равен ±6 дБ, то масштабные коэффициенты могут быть положительными и иметь пиковое значение 4. Масштабные коэффициенты можно задать равными 1.0 для всех поднесущих, например, если приемная станция 150 не имеет информации о частотной характеристике приемника.

Дисперсию шума также можно выводить по-разному. N _s, N _s(k) и/или другие показатели дисперсии шума можно обеспечивать в качестве оценки шума для пакета.

Согласно варианту осуществления, приемная станция 150 осуществляет детектирование (или коррекцию) данных на основании метода минимальной среднеквадратичной ошибки (MMSE) следующим образом:

Уравнение (6)

где R(k) - принятый символ данных для поднесущей k,

H(k) - канальный коэффициент усиления для поднесущей k, и

- оценка символа данных для поднесущей k.

Приемная станция 150 может осуществлять 64-точечное БПФ на 64 входных выборках для каждого символа OFDM на протяжении участка данных пакета для получения 64 принятых символов для всех 64 поднесущих. Приемная станция 150 может оценивать канальные коэффициенты усиления поднесущих для передачи данных на основании длинных обучающих символов. Для простоты в этом описании не будем предполагать наличия ошибки оценки канала. Затем приемная станция 150 может осуществлять детектирование MMSE на принятом символе данных R(k) для каждой поднесущей для передачи данных с канальным коэффициентом усиления H(k) и дисперсией шума N _s(k) для этой поднесущей, например, как показано в уравнении (6). Приемная станция 150 также может использовать одну и ту же дисперсию шума N _s для всех поднесущих для передачи данных.

Для передачи SIMO или MIMO приемная станция 150 получает R потоков входных выборок от R приемников 154a-154r, по одному потоку входных выборок от каждого приемника. Приемная станция 150 может осуществлять оценивание шума на основании входных выборок для двух длинных обучающих символов, как описано ниже.

Согласно варианту осуществления, фазовый сдвиг между двумя длинными обучающими символами можно вывести следующим образом:

Уравнение(7) и

Уравнение (8)

где p _i(n) - входная выборка от приемника i для первого длинного обучающего символа,

q _i(n) - входная выборка от приемника i для второго длинного обучающего символа,

c _m - корреляция для всех R приемников, и

z _m - фазовый сдвиг между первым и вторым длинными обучающими символами.

Согласно варианту осуществления, дисперсию шума можно вывести для каждого приемника следующим образом:

Уравнение (9) и

Уравнение (10)

где N _i - дисперсия шума на выборку для приемника i.

Согласно варианту осуществления, дисперсию шума можно выводить для каждой поднесущей каждого приемника следующим образом:

Уравнение (11)

где G _i(k) - масштабный коэффициент для поднесущей k приемника i, и

N _i(k) - дисперсия шума для поднесущей k приемника i.

В другом варианте осуществления дисперсию шума можно выводить для всех приемников следующим образом:

Уравнение (12)

где N _t - средняя дисперсия шума для всех приемников.

Тогда можно вывести дисперсию шума для каждой поднесущей каждого приемника, как показано в уравнении (11), подставив N _t вместо N _i.

В еще одном варианте осуществления дисперсию шума можно вывести для каждой поднесущей всех приемников следующим образом:

Уравнение (13)

где N(k) - дисперсия шума на поднесущую.

Дисперсию шума также можно выводить по-разному. N _i, N _i(k), N(k), N _t и/или другие показатели дисперсии шума можно обеспечивать в качестве оценки шума.

Согласно вышеописанным вариантам осуществления, фазовый сдвиг определяется и применяется к выборкам p(n) или p _i(n). Приемная станция 150 может принимать пакеты от разных передающих станций, которые могут иметь разные тактовые частоты. IEEE 802.11a/g задает точность тактовой частоты ±20 частей на миллион (ppm), что соответствует отклонению на 230 КГц при частоте 5,8 ГГц. Приемная станция 150 может оценивать и устранять погрешность частоты каждого принятого пакета для повышения качества детектирования.

Согласно вариантам осуществления, показанным в уравнениях (7)-(10), для всех R приемников определяется единый фазовый сдвиг, который используется для вывода дисперсии шума для каждого приемника. В другом варианте осуществления фазовый сдвиг определяется для каждого приемника и используется для вывода дисперсии шума для этого приемника. Этот вариант осуществления можно использовать, например, если для разных приемников используются разные генераторы. В еще одном варианте осуществления фазовый сдвиг не вычисляется и поэтому не применяется к входным выборкам. Этот вариант осуществления можно использовать, например, при приеме последовательности пакетов от одной и той же передающей станции.

Передающая станция 110 может осуществлять пространственную обработку передатчика для каждой поднесущей для передачи данных следующим образом:

Уравнение (14)

где s (k) - T×1 вектор символов данных для поднесущей k,

V (k) - T×T матрица передачи для поднесущей k, и

x (k) - T×1 вектор выходных символов для поднесущей k.

V (k) может быть матрицей формирования пучка, которая передает каждый символ данных в собственном режиме канала MIMO, матрицей пространственного расширения, которая передает каждый символ данных со всех T передающих антенн, единичной матрицей, которая отображает каждый символ данных на одну передающую антенну, или какая-либо другая матрица. Однако пространственное расширение и формирование пучка использовать не обязательно, и их можно исключить из системы.

Согласно варианту осуществления, приемная станция 150 осуществляет детектирование MIMO на основании метода MMSE. Приемная станция 150 может выводить матрицу пространственного фильтра для каждой поднесущей для передачи данных следующим образом:

Уравнение (15)

где H (k) - R×T матрица канальной характеристики MIMO для поднесущей k,

H _eff(k) = H (k)· V (k) - матрица эффективной канальной характеристики для поднесущей k,

N (k) - R×R матрица шума для поднесущей k,

, и

M (k) - T×R матрица пространственного фильтра для поднесущей k.

D (k) - диагональная матрица масштабирующих значений, используемых для получения нормированных оценок символов данных. Приемная станция 150 может оценивать H (k) или H _eff(k) на основании пилот-сигнала MIMO, отправляемого передающей станцией 110 со всех T передающих антенн.

Приемная станция 150 может получать N (k) следующим образом:

Уравнение (16)

где диагональные элементы N (k) можно вывести, как описано выше.

Приемная станция 150 также может получить матрицу шума как N (k) = N(k)· I или N (k) = N _t· I , где I - единичная матрица.

Приемная станция 150 может осуществлять детектирование MIMO следующим образом:

Уравнение (17)

где r (k) - R×1 вектор принятых символов данных для поднесущей k,

- T×1 вектор оценок символов данных для поднесущей k, и

n (k) - вектор шума после детектирования MIMO.

Оценку шума также можно использовать для других способов детектирования, например, метода наименьших квадратов (ZF), оценки последовательности методом максимального правдоподобия (MLSE), декодирования методом максимального правдоподобия (ML), списочного сферического декодирования (LSD), многопользовательского детектирования (MUD) и т.д. Оценку шума также можно использовать для декодирования, например, для вычисления логарифмических отношений правдоподобия (LLR) или других функций вероятности.

На фиг.3 показана блок-схема блока 160a оценивания/обработки шума, который является вариантом осуществления блока 160 оценивания/обработки шума, показанного на фиг.1. В блоке 310 оценивания шума для приемника i демультиплексор (Demux) 312 принимает входные выборки от приемника i, выдает входные выборки p _i(n) для первого длинного обучающего символа на блоки умножения 314 и 330 и выдает входные выборки q _i(n) для второго длинного обучающего символа на блок 316 и сумматор 332. Блок 316 комплексно сопрягает каждую входную выборку. Блок умножения 314 умножает каждую p _i(n) выборку на соответствующую выборку . Накопитель (ACC) 318 накапливает выходной сигнал блока умножения 314 на протяжении длинного обучающего символа и выдает результат корреляции для приемника i. Сумматор 320 суммирует результаты корреляции для всех R приемников. Блок 322 нормирует выходной сигнал сумматора 320 и выдает фазовый сдвиг z _m. Блок 324 комплексно сопрягает выход блока 322 и выдает .

Блок умножения 330 умножает каждую выборку p _i(n) на и выдает соответствующую выборку, скорректированную по фазе, . Сумматор 332 вычитает каждую выборку q _i(n) из соответствующей выборки . Блок 334 вычисляет квадрат модуля выходного сигнала сумматора 332. Накопитель 336 накапливает выход блока 334 на протяжении длинного обучающего символа и выдает дисперсию шума N _i для приемника i.

Согласно варианту осуществления, оценивание шума можно осуществлять на основании длинных обучающих символов (для способа на основе обучения) или значения АРУ (для способа на основе АРУ). Способ на основе обучения можно использовать, например, если приемник находится в условиях повышенных помех, где точная оценка шума играет важную роль. Способ на основе АРУ можно использовать, например, если приемник хорошо охарактеризован, измерение АРУ достаточно точно и экономия на оборудовании весьма желательна. Один способ оценивания шума можно выбирать на основании сигнала выбора.

Для способа на основе АРУ поисковая таблица (LUT) 338 принимает значение АРУ для приемника i и выдает дисперсию шума N _i′ для приемника i. Значения, хранящиеся в поисковой таблице 338, можно генерировать с соответствующим масштабированием, благодаря чему дисперсия шума N _i′, генерируемая со значением АРУ, совместима с дисперсией шума N _i, генерируемой на основании длинных обучающих символов. Мультиплексор (Mux) 340 принимает значения дисперсии шума N _i и N _i′ и выдает N _i либо N _i′ на основании сигнала выбора. Блок умножения 342 умножает дисперсию шума для мультиплексора 340 на масштабный коэффициент G _i(k) для каждой поднесущей k и выдает дисперсию шума N _i(k) для поднесущей k приемника i. В поисковой таблице 344 хранятся масштабные коэффициенты для всех интересующих поднесущих (например, поднесущих для передачи данных) для приемника i. Эти масштабные коэффициенты позволяют учитывать частотную характеристику приемника i, и их можно выбирать таким образом, чтобы дисперсии шума имели нужный уровень относительно уровня сигнала на входе детектора MIMO. Диапазон регулировки этих масштабных коэффициентов может составлять ±6 дБ или менее, и масштабные коэффициенты могут быть положительными с пиковым значением 4.

Для простоты, на фиг.3 показано оценивание шума для одного приемника i. Оценивание шума можно осуществлять аналогичным образом для всех остальных приемников. Каждый из сумматоров и блоков умножения можно реализовать с достаточным количеством битов для достижения нужной точности. Например, 8-битовые блоки умножения можно использовать для достижения точности 0,25 дБ. Также можно использовать меньше или больше битов.

Согласно варианту осуществления, показанному на фиг.3, для обоих способов оценивания шума дисперсия шума определяется для каждого приемника и затем умножается на масштабные коэффициенты для компенсации известных изменений по поднесущим, например, как показано в уравнении (11). В другом варианте осуществления дисперсия шума определяется для всех приемников, например, как показано в уравнении (12), и затем применяется с масштабными коэффициентами для каждого приемника, например, как показано в уравнении (11). Дисперсии шума можно определять и другими способами.

На фиг.4 показана блок-схема блока 160b оценивания/обработки шума, который является еще одним вариантом осуществления блока 160 оценивания/обработки шума, показанного на фиг.1. Процессор 160b осуществляет оценивание шума для всех R приемников способом мультиплексирования с временным разделением (TDM) с использованием совместно используемого оборудования. Каждый приемник 154 может обеспечивать входные выборки на частоте дискретизации f _s=20 МГц согласно IEEE 802.11a/g. Тогда оборудование в процессоре 160b может работать на частоте R·f _s, или 20×R МГц.

Мультиплексор 412 принимает входные выборки для всех R приемников 154a-154r. В течение каждого периода выборки мультиплексор 412 циклически обходит R приемников и выдает входную выборку из каждого приемника на сдвиговый регистр 414, блок умножения 416 и буфер выборок 424. В каждом периоде выборки n входные выборки от всех R приемников являются TDM, например, q ₁(n), q ₂(n),..., q _R(n). Сдвиговый регистр 414 обеспечивает достаточную величину задержки (например, 64 периодов выборки для одного длинного обучающего символа в IEEE 802.11a/g) для синхронизации входных выборок для первого длинного обучающего символа с входными выборками для второго длинного обучающего символа. Буфер выборок 422 принимает выход регистра 414 и сохраняет выборки p _i(n) для первого длинного обучающего символа от всех R приемников. Буфер выборок 424 сохраняет выборки q _i(n) для второго длинного обучающего символа от всех R приемников.

Блок умножения 416 умножает каждую выборку из регистра 414 на соответствующую комплексно сопряженную выборку из мультиплексора 412. Накопитель 418 суммирует результаты по L выборкам и R приемникам и выдает результат корреляции c _m. Процессор 420 «цифрового вычисления поворота координат» (CORDIC) определяет фазу c _m и выдает фазовый сдвиг . Блок умножения 426 умножает выборки p _i(n) из буфера 422 на и выдает выборки . Блок 428 вычитает выборки q _i(n) из выборок и вычисляет квадрат модуля разностей. Согласно варианту осуществления, показанному на фиг.4, накопитель 430 суммирует выход блока 428 по всем L выборкам и R приемникам, например, как показано в уравнениях (10) и (12), и выдает дисперсию шума N _t. Блок умножения 432 умножает дисперсию шума N _t с масштабными коэффициентами для разных поднесущих и приемников из поисковой таблицы 434 и выдает дисперсию шума N _i(k) для каждой поднесущей каждого приемника. В другом варианте осуществления накопитель 430 суммирует выход блока 428 по всем L выборкам для каждого приемника, например, как показано в уравнении (10), и выдает дисперсию шума N _i для каждого приемника. В еще одном варианте осуществления блок умножения 432 и поисковую таблицу 434 можно исключить.

Оценивание шума можно осуществлять как часть обработки захвата. Согласно варианту осуществления, фазовый сдвиг z _m вычисляется для каждого принятого пакета в ходе захвата и используется для оценивания погрешности частоты на приемной станции 150. Затем этап погрешности частоты применяется, например, через генератор с числовым управлением (NCO), оперирующий с входными выборками временной области, для устранения остаточного частотного сдвига между тактовыми сигналами передающей станции 110 и приемной станции 150. Фазовый сдвиг, вычисленный для захвата, можно повторно использовать для оценивания шума. В этом варианте осуществления дополнительная обработка для оценивания шума может включать в себя блоки 330-344 на фиг.3 или блоки 422-434 на фиг.4.

Согласно вышеописанным вариантам осуществления, оценка шума выводится на основании двух идентичных последовательностей выборок для двух длинных обучающих символов, отправленных с пакетом. В общем случае оценку шума можно выводить на основании любых идентичных последовательностей выборок или любых последовательностей выборок, которые изв