Ослабление фазовой многолучевости

Ослабление фазовой многолучевости

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Настоящее изобретение в целом имеет отношение к глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС) и, конкретнее, к системе и способу для ослабления погрешности, вызванной многолучевым распространением, в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС).

УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Принимающие устройства в глобальных навигационных спутниковых системах (ГНСС), таких как система глобального позиционирования (GPS - Global Positioning System), используют измерения расстояний, которые основываются на сигналах в пределах прямой видимости от спутников. Принимающее устройство измеряет время прихода одного или более распространяемых сигналов. Это измерение времени прихода сигнала включает в себя измерение времени, основанное на грубом обнаружении кодовой части сигнала, называемом псевдодальностью, и измерение фазы на основании сигнала несущей частоты L-диапазона, включающего в себя L1 на 1,57542 ГГц, L2 на 1,22760 ГГц, а в скором времени будет включать в себя L5 на 1,17645 ГГц. В идеальном случае эти измерения основываются только на прямых сигналах в пределах прямой видимости. Однако реальные сигналы, принимаемые принимающим устройством, являются композицией непосредственно сигналов в пределах прямой видимости и одного или более вторичных отраженных сигналов. Эти вторичные сигналы, известные как многолучевые сигналы, отражаются многочисленными структурами, в том числе зданиями, оборудованием и земной поверхностью.

Фиг.1 иллюстрирует составной сигнал в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС) 100. Устройство 110 принимает сигнал 114 прямого пути и одиночный многолучевой сигнал 116, отраженный от объекта 112. Длина пути многолучевого сигнала 116 длиннее, чем длина пути сигнала 114 прямого пути. Вследствие этого многолучевой сигнал 116 представляет собой несколько задержанную копию сигнала 114 прямого пути, обычно с более низкой амплитудой. Фиг.2 иллюстрирует векторную диаграмму 200 сигналов, принимаемых устройством 110 (Фиг.1), в том числе синфазную I 212 и квадратурную Q 210 составляющие (относящиеся к внутреннему источнику опорного напряжения в устройстве 110 на Фиг.1). Квадратурная составляющая Q 210 имеет фазовое соотношение 90° с синфазной составляющей I 212. Сигнал 114 прямого пути (Фиг.1) обладает амплитудой A_d 214 и фазой 218. Многолучевой сигнал 116 (Фиг.1) обладает амплитудой A_m 216 и фазой 220. Поскольку многолучевой сигнал 116 (Фиг.1) приходит во время, отличное от времени прихода сигнала 114 прямого пути (Фиг.1), фазы 218 и 220 являются разными.

Многолучевые сигналы, такие как многолучевой сигнал 116 (Фиг.1), вызывают искажение в сигнале несущей частоты L-диапазона, также известное как фазовая многолучевость. Фиг.3 иллюстрирует величину 310, зависящую от времени 312, для сигналов синфазного многолучевого искажения 300. Составной сигнал 314, принятый устройством 110 (Фиг.1) является суммой синусоидального сигнала 316 прямого пути и задержанного многолучевого сигнала 318, обычно с меньшей амплитудой. Сигнал 316 прямого пути и многолучевой сигнал 318 кодируются так, что каждый подвергается изменению фазы на 180° по фронту кодового импульса. Заметим, что обращение фазы также известно как кодовый переход. Скорость кодового перехода (также известная как частота фронта кодового импульса) является субгормоникой несущей частоты L-диапазона. Например, для GPS субгормоникой является 154 и 120 для псевдокода на L1 и L2 соответственно. Для кода грубого определения местоположения (CA-кода) частота кодовых импульсов равна 1,023 МГц. Во многих глобальных навигационных спутниковых системах (ГНСС) сигналы кодируются с кодовыми переходами, использующими двухфазный модулирующий код, причем фаза сигнала несущей частоты опережает или запаздывает на 90°. Отличающаяся фаза многолучевого сигнала 318 приводит к значительному искажению в составном сигнале 314 на протяжении временного интервала 320. Однако также присутствуют влияния в других случаях. Например, на этой иллюстрации переход 324 через нуль составного сигнала 314 задерживается, т.е. смещается направо относительно перехода 322 через нуль сигнала 316 прямого пути. В общем случае, многолучевые сигналы могут привести к переходам через нуль составного сигнала 314, который задерживается или опережается. Это очевидное опережение или отставание по фазе вызывает рассогласование по фазе.

Существует потребность в технологии ослабления погрешности, вызванной многолучевым распространением, в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС).

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Описываются система и способ для ослабления погрешности, вызванной многолучевым распространением, в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС). В одном варианте осуществления способа принимается составной сигнал. Составной сигнал включает в себя сигнал прямого пути с ограниченной полосой пропускания и, по меньшей мере, один многолучевой сигнал с ограниченной полосой пропускания, каждый из которых модулируется с периодическими обращениями фазы. Составной сигнал измеряется в зависимости от времени на протяжении временного интервала, содержащего, по меньшей мере, одно из периодических обращений фазы. Обусловленная многолучевым сигналом фазовая погрешность между составным сигналом и сигналом прямого пути определяется согласно измеренному составному сигналу в зависимости от времени и заранее заданной характеристике фильтра, соответствующей фильтру, использующемуся для ограничения полосы пропускания сигнала прямого пути и многолучевого сигнала. Фазовая погрешность корректируется при навигационных расчетах.

В некоторых вариантах осуществления способа характеристикой фильтра является реакция фильтра на скачок, реакция фильтра на импульс или комплексная передаточная функция фильтра.

В некоторых вариантах осуществления способа, временная задержка многолучевого сигнала относительно сигнала прямого пути является существенно меньшей, чем время реакции фильтра на скачок, соответствующее фильтру, использующемуся для ограничения полосы пропускания сигнала прямого пути и многолучевого сигнала.

В некоторых вариантах осуществления способа определяется временная погрешность , соответствующая разности между фактическим временем обращения фазы, включающим в себя влияние многолучевого сигнала, и временем обращения фазы без влияния многолучевого сигнала, и корректируется псевдодальность для погрешности, соответствующей временной погрешности .

В варианте осуществления системы устройство, которое ослабляет влияние погрешности, вызванной многолучевым распространением, в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС), включает в себя принимающее устройство, которое принимает составной сигнал. Составной сигнал включает в себя сигнал прямого пути с ограниченной полосой пропускания и, по меньшей мере, один многолучевой сигнал с ограниченной полосой пропускания, каждый из которых модулируется с периодическими обращениями фазы. Устройство дополнительно включает в себя измерительный механизм, который осуществляет дискретизацию составного сигнала в зависимости от времени на протяжении временного интервала, содержащего, по меньшей мере, одно из периодических обращений фазы, процессор и память. Память включает в себя, по меньшей мере, один программный модуль, который исполняется процессором, причем, по меньшей мере, один программный модуль содержит инструкции для определения обусловленной многолучевым сигналом фазовой погрешности между составным сигналом и сигналом прямого пути, согласно измеренному составному сигналу в зависимости от времени и заранее заданной характеристики фильтра, использующегося для ограничения полосы пропускания сигнала прямого пути и многолучевого сигнала. Устройство выполнено с возможностью коррекции фазовой погрешности при навигационных расчетах.

В некоторых вариантах осуществления системы характеристикой фильтра является реакция фильтра на скачок, реакция фильтра на импульс или комплексная передаточная функция фильтра.

В некоторых вариантах осуществления системы временная задержка многолучевого сигнала относительно сигнала прямого пути является существенно меньшей, чем время реакции фильтра на скачок, соответствующее фильтру, использующемуся для ограничения полосы пропускания сигнала прямого пути и многолучевого сигнала.

В некоторых вариантах осуществления системы, по меньшей мере, один программный модуль дополнительно содержит инструкции для определения временной погрешности Δt, причем временная погрешность Δt соответствует разности между фактическим временем обращения фазы, включающим в себя влияние многолучевого сигнала, и временем обращения фазы без влияния многолучевого сигнала, и коррекции погрешности в псевдодальности, соответствующей временной погрешности Δt.

Предусматриваются дополнительные изменения в вариантах осуществления способа и системы.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Дополнительные задачи и признаки изобретения будут лучше видны из следующего подробного описания и прилагаемой формулы изобретения, рассматриваемых совместно с чертежами.

Фиг.1 является схемой, иллюстрирующей глобальную навигационную спутниковую систему (ГНСС) с сигналом прямого пути и многолучевым сигналом.

Фиг.2 иллюстрирует векторную диаграмму синфазной и квадратурной составляющих сигнала прямого пути и многолучевого сигнала.

Фиг.3 иллюстрирует фазовое многолучевое искажение составного сигнала.

Фиг.4A иллюстрирует отслеживаемый вектор в устройстве в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС).

Фиг.4B иллюстрирует отслеживаемый вектор в устройстве после того, как сигнал прямого пути подвергнут обращению фазы.

Фиг.4C иллюстрирует отслеживаемый вектор в устройстве после того, как сигнал прямого пути и многолучевой сигнал подвергнуты обращению фазы.

Фиг.5 иллюстрирует реакцию фильтра на скачок и погрешность слежения принимающего устройства, вызванную многолучевым распространением.

Фиг.6 иллюстрирует реакцию фильтра на скачок для сигнала прямого пути, многолучевого сигнала и составного сигнала.

Фиг.7 иллюстрирует отслеживаемый вектор во время обращения фазы сигнала прямого пути с ограниченной полосой пропускания и многолучевого сигнала с ограниченной полосой пропускания.

Фиг.8 является структурной схемой внешней электронной аппаратуры в типичном устройстве для использования в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС).

Фиг.9 является структурной схемой обработки сигналов в типичном устройстве для использования в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС).

Фиг.10 иллюстрирует накопители, осуществляющие дискретизацию реакции фильтра на скачок.

Фиг.11 является структурной схемой, иллюстрирующей компоненты типичного устройства для использования в глобальной навигационной спутниковой системе (ГНСС).

Фиг.12 является блок-схемой, иллюстрирующей первую процедуру в технологии для определения погрешности, вызванной многолучевым распространением.

Фиг.13 является блок-схемой, иллюстрирующей вторую процедуру в технологии для определения погрешности, вызванной многолучевым распространением.

Одинаковые номера ссылочных позиций относятся к подобным частям на всех отдельных видах чертежей.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Обратимся к Фиг.3, составной сигнал 314 имеет сложную, но предсказуемую форму на протяжении временного интервала 320 между фронтом кодового импульса для сигнала 316 прямого пути и фронтом кодового импульса для многолучевого сигнала 318. Наблюдаемые характеристики принятого составного сигнала 314 на протяжении временного интервала 320 используются в системе и способе определения и ослабления одной или более погрешностей, вызванных многолучевым распространением.

Для иллюстрирования системы и способа используется GPS. Однако система и способ не ограничиваются GPS. Они могут применяться в других глобальных навигационных спутниковых системах (ГНСС), включающих в себя, но не ограничивающихся этим, Глобальную Навигационную Спутниковую Систему (ГЛОНАСС), систему позиционирования GALILEO, Европейскую Геостационарную Дополнительную Навигационную Систему (EGNOS - European Geostationary Navigation Overlay System), Широкозонную Усиливающую Систему (WAAS - Wide Area Augmentation System), Многофункциональную Транспортную Спутниковую Усиливающую Систему (MSAS - Multifunctional Transport Satellite-Based Augmentation System) и Квазизенитную Спутниковую Систему (QZSS - Quasi-Zenith Satellite System).

В GPS сигнал несущей частоты L-диапазона кодируется с использованием широкополосного кода с псевдослучайным шумом с двухфазной модуляцией. Обработка базового сигнала, выполненная устройством 110 (Фиг.1) в составном сигнале 314, является технологическим процессом системы слежения, который согласовывает фазу опорного (ожидаемого) сигнала, созданного устройством 110 (Фиг.1), с фазой составного сигнала 314, принятого, по меньшей мере, от одного спутника. Синхронизация, используемая при создании опорного сигнала, обеспечивает абсолютный код измерения псевдодальности и измерения фазы несущей, сделанные устройством 110 (Фиг.1). Технологическому процессу слежения устройства 110 (Фиг.1) непросто отличить сигнал 316 прямого пути от многолучевого сигнала 318, поэтому он отслеживает составной сигнал 314. Фиг.4A является иллюстрацией технологического процесса 400_1 системы слежения, где отслеживаемый вектор, амплитуда A_d+m 410 составного сигнала, является векторной суммой амплитуды 214 сигнала прямого пути и амплитуды 216 многолучевого сигнала. Амплитуда A_d+m 410 составного сигнала и, следовательно, копия сигнала, используемая при измерении фазы, имеет фазовую погрешность 412_1 относительно амплитуды 214 сигнала прямого пути. Также Фиг.4A иллюстрирует разность фаз 414_1 между амплитудой 214 сигнала прямого пути и амплитудой 216 многолучевого сигнала и фазу 416_1, которая равна 180 градусов (или, что то же самое, радиан) минус сумма 412_1 и 414_1. Фиг.4A соответствует временам, предшествующим временному интервалу 320 (Фиг.3).

Обратимся к Фиг.3, поведение составного сигнала 314 несущей частоты на протяжении временного интервала 320, когда фронт кодового импульса начинается в сигнале 316 прямого пути и заканчивается в многолучевом сигнале 318, является наблюдаемым с помощью устройства 110 (Фиг.1). Поскольку многолучевой сигнал 318 запаздывает относительно сигнала 316 прямого пути, кодовые переходы сигнала несущей частоты, соответствующего фронту кодового импульса, происходят позднее в многолучевом сигнале 318. Первый подход к ослаблению погрешностей, вызванных многолучевым распространением, использующий эту характеристику, проиллюстрирован на Фиг.4B и 4C.

Обратимся к Фиг.4B, вследствие временной задержки многолучевого сигнала 116 (Фиг.1) относительно сигнала 114 прямого пути (Фиг.1), обращение фазы для сигнала 316 прямого пути (Фиг.3) происходит на устройстве 110 (Фиг.1) до многолучевого сигнала 318 (Фиг.3). Это приводит к другой фазе (не показано) для составного сигнала 314 (Фиг.3), и новым значениям для фазовой погрешности 412_2 и разности фаз 414_2 в технологическом процессе 400_2 слежения. Фиг.4B соответствует временам на протяжении временного интервала 320 (Фиг.3).

Обратимся к Фиг.4C, после того, как произошло обращение фазы для многолучевого сигнала 318 (Фиг.3), будут иметь место первоначальная фаза (не показано) для составного сигнала 314 (Фиг.3), а фазовая погрешность 412_1 и разность фаз 414_1 в технологическом процессе 400_3 слежения возвратятся к значениям в технологическом процессе 400_1 слежения. Фиг.4C соответствует временам после временного интервала 320 (Фиг.3).

С помощью измерения фазы составного сигнала 314 (Фиг.3) на Фиг.4B, после кодового перехода сигнала 316 прямого пути (Фиг.3), но до кодового перехода многолучевого сигнала 318 (Фиг.3), может быть вычислена фазовая погрешность 412_1 в технологическом процессе 400_1 слежения. Обратимся к Фиг.3, первая технология, однако, предполагает, что кодовые переходы и в сигнале 316 прямого пути и в многолучевом сигнале 318 происходят мгновенно. Это предположение не верно вследствие фильтрации в устройстве 110 (Фиг.1), и/или одном или более спутниках, которые ограничивают полосу пропускания сигнала 316 прямого пути и многолучевого сигнала 318. Следовательно, первый метод применим для коррекции погрешностей, вызванных многолучевым распространением, только когда временная задержка является достаточно большой, чтобы позволить фильтрованному кодовому переходу сигнала 316 прямого пути достичь устойчивого состояния прежде, чем начнется фильтрованный переход кодового импульса многолучевого сигнала 318 для перехода. Это ограничивает первый метод более длинными запаздываниями при многолучевости. К сожалению, многолучевые сигналы, которые производят наиболее долговременные фазовые погрешности в технологическом процессе слежения, таком как технологический процесс слежения 400_1 (Фиг.4A), которые, в свою очередь, приводят к погрешностям измерения фазы, обычно имеют запаздывания намного меньшие, чем время реакции фильтра на скачок одного или более фильтров в устройстве 110 (Фиг.1) и/или одного или более спутников.

Дополнительное понимание ограничений первой технологии может дать сравнение реакции фильтра на скачок полосового фильтра, который является типичным для высокоточных глобальных навигационных спутниковых систем (ГНСС) и мгновенной реакции фильтра на скачок, такой, которая предполагается в существующей технологии. Фиг.5 иллюстрирует величину 510 в зависимости от времени 512 мгновенной реакции 514 фильтра на скачок и реакции 516 фильтра на скачок 6-полюсного фильтра Баттерворта с промежуточной частотой, эквивалентной ширине полосы пропускания 30 МГц. Отметим здесь временную погрешность 520 между временем t₁ 522, соответствующим переходу через нуль при реакции 516 фильтра на скачок, и временем 518, соответствующим идеальной мгновенной реакции 514 на скачок. При наличии временной задержки, присущей любой реакции фильтра, исключенной из схемы, временная погрешность 520 иллюстрирует погрешность слежения за кодом, вызванную многолучевостью кода. Некоторые устройства для сравнительного анализа данных сложной конструкции, например тех, которые используют двойную дельта-коррекцию, снижают эту погрешность, но не устраняют ее.

Ширина полосы пропускания 30 МГц достаточна для принимающих устройств в нынешних высокоточных глобальных навигационных спутниковых системах (ГНСС), но полосы пропускания такой величины становятся более универсальными по мере того, как увеличиваются скорости обработки сигналов, отчасти для обеспечения больших возможностей для наблюдения многолучевых сигналов. Кроме того, эта ширина полосы пропускания типична для полос частот сигнала, поддерживаемых современными спутниками в глобальных навигационных спутниковых системах (ГНСС). Некоторые стандартные фильтры с шириной полосы пропускания 30 МГц имеют время реакции фильтра на скачок почти 50 нс на переходе обращения фазы и не достигают устойчивого состояния в течение почти 150 нс. Другие фильтры имеют время реакции фильтра на скачок почти 40 нс на переходе обращения фазы и устойчивое состояние не достигается в течение почти 200 нс (т.е. время реакции фильтра на скачок, соответствующее фильтру, находится между 40 нс и 200 нс, а в большинстве случаев меньше или равно 200 нс). Другие фильтры имеют ширину полосы пропускания 10 МГц и время реакции фильтра на скачок меньше чем 1 мкс. Технологические процессы слежения 400 на Фиг.4A-4C являются приемлемой моделью только если временная задержка больше, чем примерно 50 нс, которая требует, чтобы отличие длины пути сигнала 114 прямого пути (Фиг.1) и многолучевого сигнала 116 (Фиг.1) было, по меньшей мере, 50 футов.

Результаты реакции фильтра на скачок для сигналов прямого пути, многолучевых и составных проиллюстрированы на Фиг.6, включающей в себя мгновенную реакцию 610 фильтра для прямого пути, мгновенную реакцию 612 фильтра для многолучевости, реакцию 614 фильтра на скачок для прямого пути, реакцию 616 фильтра на скачок для многолучевости и составную реакцию 618 фильтра на скачок. Заметим, что в дополнение к реакции фильтра на скачок, такой как реакция 516 фильтра на скачок (Фиг.5), фильтровые характеристики фильтров, в принимающих устройствах, например в устройстве 110 (Фиг.1) и/или в одном или более спутниках, могут также быть описаны, основываясь на реакции фильтра на импульс или на комплексной передаточной функции фильтра.

Фиг.7 иллюстрирует технологический процесс 700 слежения для отслеживания многолучевого сигнала 116 (Фиг.1), имеющего разность длины пути менее чем 50 футов на протяжении переходов кодового импульса для сигнала 316 прямого пути (Фиг.3) и многолучевого сигнала 318 (Фиг.3). На этом чертеже сигнал 316 прямого пути (Фиг.3) и многолучевой сигнал 318 (Фиг.3) ограничиваются по полосе пропускания с использованием фильтра, обладающего реакцией фильтра на скачок такой, как реакция 516 фильтра на скачок (Фиг.5). Составляющие I 212 и Q 210 технологического процесса 700 слежения на протяжении переходов кодовых импульсов следуют по траектории 710, а не мгновенными переходами, показанными на Фиг.4A-4C. Заметим, что траектория 710 показывает, что вектор, отображающий многолучевой сигнал 216 (Фиг.2) начинает кодовый переход до того, как вектор, отображающий сигнал 214 прямого пути (Фиг.2), завершит свой кодовый переход. Как описано ниже, подбором измеренной траектории 710 на протяжении кодовых переходов в сигнале 114 прямого пути (Фиг.1) и многолучевом сигнале 116 (Фиг.1) согласно, по меньшей мере, заранее заданной характеристике фильтра, такой как реакция 516 фильтра на скачок (Фиг.5), могут быть определены и ослаблены одна или более погрешностей, вызванных многолучевым распространением.

На Фиг.8 показана структурная схема типичной электронной аппаратуры 800 принимающего устройства в устройстве, таком как устройство 110 (Фиг.1). Антенна 810 принимает сигнал от одного или более спутников. В некоторых вариантах осуществления антенна 810 оборудуется встроенным усилителем. Сигнал проходит через широкополосный фильтр 812, чтобы исключить внеполосную помеху. После фильтрования сигнал состоит из сигнала несущей частоты L-диапазона, который охватывает 10 МГц или более широкую полосу пропускания посредством широкополосного кода с псевдослучайным шумом. Полное содержание информации сигнала определяется шириной полосы пропускания спутника. В одном варианте осуществления эта ширина полосы пропускания является немного меньшей, чем 30 МГц.

Затем сигнал L-диапазона преобразуется с понижением частоты до промежуточной или основной частоты полосы в преобразователе 814 частоты, путем смешения с сигналом, сгенерированным генерирующим механизмом 816 на базе генератора 818 опорного сигнала, и фильтруется полосовым фильтром 820. Этап преобразования с понижением частоты обычно присутствует, но не является обязательным, потому что намного проще осуществить дискретизацию и фильтрацию сигналов на частотах в несколько сотен Мегагерц или ниже, чем необходимо для работы с сигналами на частотах 1-2 ГГц передаваемого сигнала несущей частоты L-диапазона. Ширина полосы пропускания конечного фильтра 820 должна быть, по меньшей мере, шириной полосы пропускания спутникового сигнала (например, 30 МГц), в противном случае часть информационного содержимого спутникового сигнала будет потеряна. В частности, фрагменты кодовых переходов ухудшаются, если ширина полосы пропускания фильтра 820 меньше, чем ширина полосы пропускания спутника, которая для новейших GPS-спутников равна приблизительно 30 МГц.

Квадратурный генератор 826 и преобразователи 822_1 и 822_2 частоты генерируют синфазную I 212 и квадратурную 210 составляющие отфильтрованных сигналов. В некоторых вариантах осуществления квадратурный генератор 826 и преобразователи 822 частоты также обеспечивают конечное преобразование с понижением частоты сигналов до основной полосы частот. Синфазный I и квадратурный Q сигналы преобразуются из аналоговой формы в цифровую с помощью аналого-цифровых преобразователей 828 и 830. В некоторых вариантах осуществления синфазные I сигналы и квадратурные Q сигналы жестко ограничиваются или отсекаются. Цифровые отсчеты обрабатываются устройством 832 обработки сигналов (сигнальным поцессором).

Заметим, что в некоторых вариантах осуществления используются многоразрядные аналого-цифровые преобразования, чтобы ограничить потери при обработке сигналов. Кроме того, аналого-цифровые преобразователи 828 и 830 могут иметь очень узкие апертуры (окна) дискретизации, поэтому привязка по времени отсчетов точно известна. Преобразователи с широкой апертурой производят отсчеты, которые являются средним значением аналогового сигнала за апертурный период, что эквивалентно затуханию высокочастотного спектра сигнала, который дискретизируют. Кроме того, частота дискретизации аналого-цифровых преобразователей 828 и 830 должна превышать условия Найквиста, определяемых шириной информационной полосы частот сигналов. Поскольку спутниковые сигналы имеют ширину информационной полосы частот примерно 30 МГц, принимающее устройство должно или производить комплексное (синфазной составляющей I и квадратурной составляющей Q) измерение с частотой равной или большей, чем 30 МГц или реальные измерения (с единственным аналого-цифровым преобразователем) с частотой, которая является, по меньшей мере, удвоенной шириной информационной полосы частот. В иллюстративном варианте осуществления устройства 110 (Фиг.1), комплексные измерения производятся с частотой 40 МГц.

Фиг.9 является структурной схемой устройства 900 обработки сигналов, пригодного для использования в качестве устройства 832 обработки сигналов на Фиг.8. Фиг.9 изображает отдельный канал принимающего устройства. В некоторых принимающих устройствах есть 10-50 приблизительно одинаковых каналов для приема сигналов от разных спутников. Заметим, что для выполнения функций обработки сигналов, описанных ниже, принимающее устройство должно уже обладать возможностью когерентного отслеживания сигналов от одного или более спутников. В частности, должна иметь место синхронизация с несущей, причем доплеровское смещение частоты опорного сигнала в системе отслеживания несущей (не показано) в принимающем устройстве согласуется с доплеровским смещением частоты сигнала несущей частоты, и синхронизация кода, определяемая системой отслеживания кода (не показано) в принимающем устройстве, которое предоставляет возможность восстановления максимума мощности сигнала в широкополосном коде с псевдослучайным шумом.

Устройство 900 обработки сигналов принимает синфазный I и квадратурный Q отсчеты 910 от внешней электронной аппаратуры 800 принимающего устройства. Отсчеты 910 микшируются в преобразователях 920 и 932 частоты с опорными сигналами для сигнала несущей частоты и кодового сигнала. В некоторых вариантах осуществления микширование в преобразователях 920 и 932 частоты может быть выполнено в обратном порядке или может быть объединено в один этап микширования. Микширование в преобразователе 920 частоты состоит из комплексного вращения синфазного I и квадратурного Q отсчетов 910 на угол, соответствующий фазе опорного сигнала для сигнала несущей частоты. Угол формируется выходными данными 912 от системы отслеживания несущей, которая приводит в действие генерирующий несущую частоту механизм 914. Суммирующее устройство 916 и суммирование 918 фазы несущей частоты формируют текущее цифровое суммирование, соответствующее фазе. Вращение может быть выполнено на отсчетах 910 на частоте кодовых импульсов. Это вращение устраняет любое доплеровское смещение и любые остаточные вращения фазы промежуточной частоты от отсчетов 910. В некоторых вариантах осуществления вращение происходит достаточно быстро для удовлетворительного, т.е. с измеримой потерей в контрольно-измерительной аппаратуре, устранения любого доплеровского смещения и/или любых остаточных вращений фазы промежуточной частоты от отсчетов 910. Система отслеживания несущей, которая управляет фазой и частотой опорного сигнала для сигнала несущей частоты посредством обратной связи, может быть реализована в специализированной интегральной схеме (СИС), в программном обеспечении или комбинации СИС и программного обеспечения. Если фаза и частота опорного сигнала для сигнала несущей частоты верны, результатами вращения являются отсчеты в реальной полосе частот передачи с нулевым доплеровским смещением.

Микширование в преобразователе частот 932 удаляет широкополосный код с псевдослучайным шумом из отсчетов (выборок). Фазой и привязкой по времени кода управляет обратная связь от системы отслеживания кода, которая может быть реализована в СИС, в программном обеспечении или комбинации СИС и программного обеспечения. Выходные данные 922 от системы отслеживания кода приводят в действие генерирующий кодовую частоту механизм 924. Суммирующее устройство 926 и суммирование 928 сдвига кода генерируют текущую цифровую сумму. Выходные данные суммирования 928 сдвига кода приводят в действие генерирующий код механизм 930. Для двухфазной модуляции выходные данные от генерирующего код механизма 930 равны ± 1, что соответствует двухпозиционной фазовой манипуляции. Выходные данные генерирующего код механизма 930 могут изменять знак только с частотой фронта кодового импульса.

Если фаза и частота опорного сигнала для кодового сигнала верны, код удаляется из отсчетов, и говорят, что отсчеты коррелированны. Получающиеся отсчеты с суженным спектром представляют собой постоянные, с нулевым доплеровским смещением отсчеты (постоянная составляющая доплеровского смещения), которые могут быть проинтегрированы по времени. Успешно коррелированные отсчеты могут суммироваться для длительных интервалов, чтобы улучшить отношение сигнал-шум при измерениях. Если привязка по времени опорного сигнала для кодового сигнала меньше, чем один период кодового импульса в погрешности (для кода грубого определения местоположения, например, период кодового импульса равен приблизительно 1 микросекунде, обратное преобразование частоты кодового импульса), то последовательные отсчеты декоррелируются, и интегрирование по времени дает меньший результат, чем успешно коррелированные отсчеты. Если привязка по времени опорного сигнала для кодового сигнала больше чем один период кодового импульса в погрешности, то последовательные отсчеты не коррелируются, и интегрирование по времени дает результат близкий к нулевому среднему.

Отсчеты спутникового сигнала могут быть классифицированы согласно фазе генерирующего несущую частоту механизма 914 и генерирующего кодовую частоту механизма 924. Как правило, система отслеживания несущей использует все отчеты, поскольку это обеспечивает лучшее отношение сигнал-шум. С другой стороны, система отслеживания кода обычно использует подмножество отсчетов, в зависимости от использующегося детектора погрешностей, например, с двойной дельтой, стробирующий коррелятор или коррелятор амплитуды импульса. В некоторых вариантах осуществления, чтобы получить лучшее подавление многолучевости, используется только часть измеренных отсчетов, соответствующих кодовым переходам, которые находятся рядом с фронтами кодовых импульсов. Например, система отслеживания кода может быть выполнена с возможностью суммирования только тех отсчетов, имеющих коэффициент сдвига кода, которые находятся в промежутке 0,75-0,25 периодам импульсов псевдокода (0,75-1,0 и 0,0-0,25). В этом примере отсчеты с фазами между 0,25 и 0,75 (больше, чем 0,25, и меньше, чем 0,75) отбрасываются системой отслеживания кода.

Отсчеты спутниковых сигналов (кроме тех, которые отброшены) направляются к группе накопителей. Узлы 936 и 942 проверяют фазу суммирования 928 сдвига кода и дают возможность соответствующему интегрирующему устройству (например, одному из интегрирующих устройств 934 и 940, которые дают на выходе данные 938 и 944) интегрировать отдельный отсчет. Несмотря на то, что на Фиг.9 показаны два накопителя, могут иметься дополнительные накопители. Как правило, для данного канала принимающего устройства имеется от 8 до 32 накопителей, каждый из которых используется для накопления отсчетов спутниковых сигналов для диапазона фаз, соответствующих этому накопителю. В иллюстративном варианте осуществления имеется 16 накопителей. Использование множественных накопителей на канал дает возможность отслеживания траектории перехода, такой как траектории 710 (Фиг.7). Кроме того, может использоваться большее число накопителей, чтобы увеличить скорость поиска кода во время обнаружения сигнала.

Фиг.10 предоставляет иллюстрацию отсчетов 1020 соответствующих шестнадцати накопителям относительно реакции 1010 фильтра на скачок. Интегральные отсчеты 1020 генерируются выборочным интегрированием синфазных I и квадратурных Q отсчетов, имеющих соответствующую фазу относительно фронтов кодовых импульсов.

Принимающие устройства могут быть классифицированы, основываясь на количестве интегрирующих устройств, используемых принимающими устройствами для интегрирования отсчетов, которые классифицируются, основываясь на их местоположении относительно фронтов кодовых импульсов. Как правило, принимающие устройства получают почти точное целое число отсчетов за период кодового импульса. Каждому отсчету назначается номер отсчета, и принимающее устройство отдельно для каждого номера отсчета интегрирует соответствующие отсчеты, через множественные переходы. Например, если принимающее устройство получило четыре пары синфазных I и квадратурных Q отсчетов за период кодового импульса, то оно выполняет корреляцию положительной или отрицательной четверти импульса, нумеруя отсчеты от 1 до 4 относительно фронта кодового импульса и суммируя два подмножества отсчетов. Первое подмножество включает в себя только отсчет 4, тот, который имеет место точно перед фронтом кодового импульса. Второе подмножество включает в себя только отсчет 1, тот, который имеет место сразу после фронта кодового импульса.

Интервалы между интегральными отсчетами 1020 могут быть 5 нс или меньше. Если для создания таких подмножеств ограниченной дискретизации используется описанная выше технология дискретизации, то требуется частота комплексной дискретизации и обработки данных, по меньшей мере, 200 МГц. Такая высокая точность дискретизации очень дорогостояща в реализации по потребляемой мощности, стоимости деталей и трудности исполнения. Однако она действительно обеспечивает высокое отношение сигнал-шум, поскольку существует, по меньшей мере, один отсчет для каждого накопителя от каждого кодового перехода.

В некоторых вариантах осуществления может использоваться альтернативная технология для достижения тех же результатов с намного меньшей частотой отсчетов. В этих вариантах осуществления частота отсчета может быть уже 30 МГ