Способ пеленгации узкополосных радиосигналов кв диапазона

Способ пеленгации узкополосных радиосигналов кв диапазона

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к радиотехнике и может быть использовано для повышения точности пеленгации радиосигналов в коротковолновом (КВ) диапазоне частот. Характерная особенность КВ диапазона - это многолучевость, т.е. возможность распространения радиоволн по нескольким несовпадающим траекториям.

Известен способ широкополосного обнаружения и пеленгации [1], при котором из выходных сигналов каждого элемента антенной решетки выделяются цифровые сигналы, характеризующие спектры принятых сигналов, и для каждой выбранной частоты в полосе приема, используя фазу сигналов, производится прямое вычисление пространственного ряда Фурье, дискретно описывающего угловой спектр мощности на выбранной частоте. После восстановления углового спектра на всех частотах определяется пеленг любого источника, излучающего сигналы на любой из частот в пределах текущей полосы приема. Этот способ из максимально возможной амплитудно-фазовой информации использует только фазу сигнала, обладает низким быстродействием при определении азимутального пеленга и не позволяет разрешать многолучевые сигналы, особенно при их близком угловом положении.

Известен также способ [2] определения пеленга и частоты источников излучения, основанный на двумерном Фурье-преобразовании (по времени и пространству) сигналов, принятых кольцевой решеткой из N элементов на каждой временной частоте. При фиксированных значениях наведения по углу места каждую сформированную в результате преобразования пространственную частотную составляющую q раз умножают на Фурье-образ функции наведения, зависящей от частоты, угла места, параметров антенной решетки и азимутального циклического сдвига 2πq/M. Далее производят q пространственных обратных Фурье-преобразований полученной совокупности скорректированных пространственных частотных составляющих, определяют наличие сигнала и получают оценки азимута и угла места его источника на каждой частоте по квадрату модуля двумерного комплексного углового спектра. К недостаткам данного способа можно отнести то, что при малом количестве излучателей в антенной решетке точность определения пеленга оказывается не достаточно высокой. Также он не позволяет разделить многолучевые сигналы.

Наиболее близким к заявленному изобретению является способ пеленгования источников радиоизлучений в условиях многолучевости, описанный в [3]. Поставленная задача достигается тем, что указанный способ включает прием сигналов на N-элементную антенную решетку (AP), формирование сигналов сканирования в заданном угловом секторе, расчет весовых коэффициентов и последующее перемножение весовых коэффициентов с соответствующими сигналами сканирования, запоминание полученных сигналов для всех дискретных значений угла сканирования. Затем производится выбор из них величины угла, соответствующего сигналу с максимальной амплитудой, сигналы повторно принимаются, рассчитываются их весовые коэффициенты, после чего их перемножают с соответствующими сигналами сканирования для каждого дискретного значения угла сканирования во время передачи информационного пакета и защитного интервала соответственно. Далее вычитают результирующий сигнал, рассчитанный во время защитного интервала из результирующего сигнала, рассчитанного в интервале передачи информационного пакета, запоминают разностные сигналы для всех дискретных значений угла сканирования, из которых выбирают значение угла, соответствующее сигналу с максимальной амплитудой. Однако изложенный метод требует знания защитного интервала для каждого из сигналов, большого объема вычислений и не обеспечивает требуемой точности определения направлений прихода, особенно для близкорасположенных сигналов, а также определения амплитуд этих сигналов. Кроме того, точность пеленгации сигналов в вышеперечисленных способах существенно ухудшается при малых отношениях мощности пеленгуемых сигналов к мощности шумов и помех.

Целью изобретения являются обеспечение высокой точности пеленгования сигналов с полностью неизвестными структурой и параметрами и определения их комплексных амплитуд при приходе этих сигналов по многолучевым радиотрассам с существенно различными амплитудами и при малом отношении сигнал/(помеха + шум).

Поставленная задача достигается тем, что в способе пеленгации узкополосных радиосигналов КВ диапазона, заключающемся в том, что узкополосные радиосигналы КВ диапазона, распространяющиеся по многолучевым радиотрассам, каждый из которых лежит в соответствующем k-ом (k=1,…,K) частотном поддиапазоне заданного интервала К частотных поддиапазонов, принимают каждым излучателем многоэлементной антенны и вычисляют корреляционную матрицу принятых сигналов, согласно изобретению в качестве многоэлементной антенны используют линейную антенную решетку, состоящую из N_x независимых приемных излучателей, осуществляют прием узкополосных радиосигналов, падающих в угломестной плоскости, в течение интервала наблюдения, принятые сигналы разделяют с помощью K узкополосных фильтров, установленных на входе каждого независимого приемного излучателя и перекрывающих заданный интервал K частотных поддиапазонов, корреляционную матрицу вычисляют по принятым сигналам в каждом k-ом (k=1,…,K) частотном поддиапазоне, раскладывают каждую из k-ых корреляционных матриц по собственным сигнальным и шумовым (j=1,…,(N_x-1)) векторам, определяют собственные диаграммы направленности антенны и в каждом k-ом частотном поддиапазоне как диаграммы направленности в режиме возбуждения независимых приемных излучателей соответствующими комплексно-сопряженными собственными векторами: и где , k - номер частотного поддиапазона, λ_k - средняя длина волны сигнала в k-ом частотном поддиапазоне, n - номер независимого приемного излучателя, d - расстояние между независимыми приемными излучателями, а направления прихода и комплексные амплитуды принимаемых сигналов в k-ом частотном поддиапазоне определяют путем решения систем уравнений:

, j=1,…,(N-1),

m=1,…, M, l=1,…,M.

где .

Поставленная задача также достигается тем, что из найденных решений систем уравнений выбирают p_l решений, для которых направления прихода сигналов совпадают, где k=k₁, k₂,…,k_pl; l=1,…,L, с последующим объединением p_l частотных поддиапазонов в полосу частот одного l-го широкополосного сигнала.

Поставленная задача также достигается тем, что спектр широкополосного сигнала формируют из спектральных составляющих , где k=k₁, k₂,…,k_pl, l=1,…,L, объединенных частотных поддиапазонов.

Поставленная задача также достигается тем, что для каждого из найденных направлений прихода сигналы от каждого излучателя суммируют с весовыми коэффициентами, пропорциональными комплексно-сопряженному сигнальному собственному вектору для этого направления, умноженному на обратную корреляционную матрицу помех .

Поставленная задача также достигается тем, что дополнительно осуществляют прием узкополосных радиосигналов, падающих с произвольного направления в угломестной и азимутальной плоскостях, в течение интервала наблюдения с помощью дополнительной линейной антенной решетки, состоящей из N_y независимых приемных излучателей, расположенной перпендикулярно оси основной линейной антенной решетки из N_x независимых приемных излучателей, определяют обобщенные направления прихода и сигналов из решения систем уравнений:

, j=1,…,(N_x-1) и , j=1,…,(N_y-1),

где и - собственные шумовые диаграммы направленности для основной и дополнительной линейных антенных решеток соответственно, после чего восстанавливают истинные направления прихода сигналов и по соотношениям:

Изобретение поясняется чертежами.

На фиг.1 схематично представлена антенная решетка из N излучателей для одномерной пеленгации; на фиг.2 а, б приведены собственные амплитудные диаграммы направленности (ДН) антенны, состоящей из двух излучателей, при условии одного падающего на антенну сигнала при соотношении мощности сигнала к мощности шума P_c/Р_ш=10 дБ и 0 дБ; на фиг.3а, б показаны собственные амплитудные ДН антенны, состоящей из четырех излучателей, при условии одного падающего на антенну сигнала при соотношении мощности сигнала к мощности шума P_c/Р_ш=10 дБ и 0 дБ; на фиг.4а, б приведены собственные амплитудные ДН антенны, состоящей из двух излучателей, при условии двух падающих на антенну сигналов при соотношении суммарной мощности сигналов к мощности шума P_c/Р_ш=10 дБ и 0 дБ; на фиг.5а, б приведены собственные амплитудные ДН антенны, состоящей из четырех излучателей, при условии двух падающих на антенну сигналов при соотношении суммарной мощности сигналов к мощности шума P_c/Р_ш=10 дБ и 0 дБ; на фиг.6 приведена схема антенной части КВ пеленгатора для реализации способа; на фиг.7 схематично представлена антенная решетка для двумерной пеленгации; на фиг.8 и 9 приведены таблицы с данными об ошибках определения параметров приходящих сигналов.

Антенная часть КВ пеленгатора (фиг.6) содержит линейную антенную решетку 1, состоящую из N (1,…n,…N) независимых приемных излучателей; N блоков 2, каждый из которых состоит их K узкополосных фильтров, настроенных соответственно на частоты (ω₁…ω_k…ω_K), при этом цифрой 3 обозначена контрольная плоскость, в которой снимаются комплексные амплитуды сигналов блок 4 управления весовыми коэффициентами; блок 5 сумматоров.

Предлагаемый способ основан на разбиении заданного частотного диапазона с помощью узкополосных аналоговых фильтров, которые имеют большой динамический диапазон, на K более узкополосных частотных поддиапазонов. Разбиение на K частотных поддиапазонов производится таким образом, что в каждом из k-ых частотных поддиапазонов (k=1,…K) в данный момент времени существует только один падающий на многоэлементную антенну сигнал с некоторой средней гармонической частотой ω_k. Этот сигнал из-за многолучевости распространения может приходить на антенную решетку (AP) КВ пеленгатора одновременно с одного или большего числа направлений с неизвестными комплексными амплитудами для каждого m-го направления. В процессе пеленгации должны быть определены направления и амплитуды приходящих сигналов в каждом k-ом частотном поддиапазоне.

Рассмотрим способ пеленгации сигнала на примере одномерной пеленгации в фиксированной плоскости (φ=0) для антенны из N независимых приемных излучателей, расположенных на расстоянии d друг от друга вдоль оси ох (фиг.1). При падении плоской электромагнитной волны с комплексной амплитудой и с гармонической частотой ω_k с направления на входе n-го излучателя возникает напряжение

где - набег фазы между антенными элементами, определяемый направлением на источник радиосигнала, - начальная фаза сигнала частоты ω_k с m-го направления, а - комплексная амплитуда напряжения на входе n-го излучателя на частоте ω_k.

Как правило, наряду с гармоническими сигналами на излучатели падает шумовой сигнал с мощностью Р_ш в полосе приема. Тогда усредненную за период наблюдения T комплексную амплитуду сигнала + шума на входе излучателей можно записать в виде

По комплексным амплитудам и определяется корреляционная матрица напряжений на входах излучателей , которая в предположении некоррелированности принимаемых шумов в соседних излучателях как с полезным сигналом, так и между собой имеет вид:

где - корреляционная матрица сигналов в отсутствии шумов, обозначает вектор-столбец, обозначает вектор-строку); [E] - единичная матрица.

Матрица при Р_ш>0 является неособенной. По корреляционной матрице определяется N отличных от нуля собственных значений и N соответствующих им собственных векторов. Собственные значения сигнально-шумовой корреляционной матрицы имеют вид:

где - суммарная мощность сигнала, принимаемая всеми излучателями AP.

Структура собственного вектора, соответствующего собственному числу и называемого сигнальным , при любом количестве падающих волн и количестве излучателей совпадает с сигнальным вектором входных напряжений на клеммах излучателей. Остальные N-1 собственных векторов, соответствующих λ₂,…,λ_N, называются шумовыми и обозначаются (j=1,…,(N-1)). С учетом указанных обозначений разложение сигнально-шумовой корреляционной матрицы по собственным векторам имеет вид:

Определим собственную ДН Fq^k(θ), соответствующую вектору как ДН в режиме возбуждения излучателей Ap комплексно-сопряженным вектором . Тот факт, что возбуждение излучателей является комплексно-сопряженным вектору , при условии одного падающего сигнала обеспечивает формирование собственной сигнальной ДН AP с максимумом и собственных шумовых ДН с глубоким провалом (в идеале - нулевым значением) в направлении прихода сигнала (фиг.2) для двух излучателей и (фиг.3) - для четырех излучателей на частоте при соотношении мощности сигнала к мощности шума Р_с/Р_ш=10 дБ и 0 дБ). Поэтому для одного сигнала (M=1) направление его прихода определяется по совпадающим нулям собственных шумовых ДН.

Собственные сигнальная и шумовые ДН имеют вид:

где , где λ_k - длина волны сигнала в k-ом частотном поддиапазоне.

По сигнальным и шумовым собственным ДН определяется уровень полезного сигнала , принимаемого излучателями AP. Для M плоских волн, падающих с направлений θ_m на AP из излучателей, уровень полезного сигнала, принимаемого по j-й шумовой ДН, определяется выражением:

Как показывает анализ, в случае двух и большего количества сигналов, приходящих с различных направлений, направления минимумов шумовых ДН уже не совпадают с направлениями прихода сигналов (фиг.4 для двух излучателей и фиг.5 для четырех излучателей на частоте при соотношении мощности сигналов к мощности шума P_c/Р_ш=10 дБ и 0 дБ), как для случая одного сигнала. Поэтому по минимумам собственных шумовых ДН нельзя определить направления двух и более сигналов. Для определения направлений θ_m нескольких (M>1) сигналов решается система функциональных уравнений:

которое следует из того факта, что уровень полезного сигнала, принимаемого по собственным шумовым ДН, равен нулю.

Для определения абсолютных значений амплитуд (m=1,…,M) приходящих сигналов при найденных из (9) используется М дополнительных уравнений:

или, учитывая, что структура собственного сигнального вектора совпадает с сигнальным вектором, система уравнений (10) принимает вид:

Кривые для сигнальной и шумовых ДН, приведенные на фиг.2, 3, 4, 5, очень слабо зависят от соотношения P_c/Р_ш, что указывает на возможность применения изложенного ниже способа высокоточной пеленгации и при малых соотношениях P_c/Р_ш.

После определения из систем уравнений (9), (11) направления прихода и амплитуды m-й плоской волны осуществляется операция максимизации отношения С/(П+Ш) для этого направления с помощью весовых коэффициентов , вводимых устройствами управления амплитудой и фазой сигнала на выходе каждого n-го излучателя (фиг.6). С этой целью вектор весовых коэффициентов выбирается из условия

где - корреляционная матрица помех, в которой учитываются как шумовые составляющие, так и сигнальные составляющие со всех направлений за исключением направления ; - собственный сигнальный вектор для m-го направления прихода сигнала с частотой ω_k:

После операции (12) сигнал отправляется на дальнейшую обработку.

Для реализации описанного выше способа определения направлений прихода сигналов и их амплитуд используется КВ пеленгатор (фиг.6).

Способ заключается в следующем. Сигнал, приходящий с произвольного m-го направления, попадает на антенную решетку, состоящую из N независимых приемных излучателей, на выходе каждого из которых стоит система узкополосных фильтров. С выхода каждого k-го фильтра n-го излучателя снимается гармонический сигнал .

После узкополосной фильтрации по соотношению (3) вычисляется корреляционная матрица комплексных амплитуд сигналов, , пришедших в каждом k-ом частотном поддиапазоне. Направления прихода сигналов находятся из условия равенства нулю уровня полезного сигнала, принимаемого по шумовым собственным диаграммам направленности, определяемым по собственным векторам корреляционной матрицы, соотношение (9). Для максимизации отношения сигнал/(помеха + шум) для направлений прихода сигналов, найденных на предыдущем этапе, производится суммирование сигналов с каждого n-го излучателя для каждого k-го поддиапазона с весовыми коэффициентами , выбираемыми в соответствии с законом (12).

Описанный способ определения направлений прихода и амплитуд гармонических сигналов можно использовать не только для гармонических сигналов, но и для широкополосных сигналов или сигналов со скачкообразно изменяющейся частотой. В этом случае алгоритм должен быть дополнен следующими операциями: после того как определены все возможные направления прихода сигналов во всех частотных поддиапазонах, необходимо объединить в один частотный интервал те из частотных поддиапазонов, в которых направления прихода сигналов одинаковы. Что касается амплитудного спектра широкополосного сигнала, то он может быть найден как совокупность спектральных составляющих с комплексными амплитудами , найденными из (11) в каждом из k-ых частотных поддиапазонов, входящих в его частотный интервал.

Для двумерной пеленгации используются две ортогонально расположенные линейные антенные решетки (фиг.7). При этом для нахождения угломестных и азимутальных углов прихода сигналов должна быть выполнена процедура определения обобщенных координат и в соответствии с алгоритмом нахождения направлений прихода сигналов на линейную антенную решетку из N излучателей для случая одномерной пеленгации.

Отличие двумерной пеленгации от одномерной состоит в том, что вначале определяются обобщенные координаты и , а затем в соответствии с алгоритмом для одномерной пеленгации определяются истинные углы прихода сигналов и их амплитуды.

При падении плоской электромагнитной волны с комплексной амплитудой и с гармонической частотой ω_k с направления на входах n_x-го и n_y-го излучателей возникают комплексные амплитуды напряжений:

где N_x и N_y - количество излучателей вдоль осей ox и oy соответственно, d_x и d_y - расстояние между излучателями в первой и второй линейных антенных решетках соответственно.

Соотношения (14) и (15) можно рассматривать независимо друг от друга и таким образом определить и в соответствии с алгоритмом определения углов, справедливым для одномерной пеленгации.

Обобщенные координаты связаны с искомыми параметрами сигналов соотношениями

Используя (16) и (17), по найденным обобщенным координатам восстанавливаются истинные направления прихода сигналов и в пространстве.

Таким образом, использование дополнительной линейной антенной решетки, ортогональной первой, позволяет снизить размерность сигнально-шумовой матрицы для двумерного пеленга до размерности двух независимых одномерных матриц соответствующих линейных AP. Данный способ существенно сокращает объем вычислений при определении углов прихода и .

В качестве наглядного примера приведены результаты моделирования для одномерной пеленгации одного и двух гармонических узкополосных сигналов с частотой которые показывают, что ошибка определения угловых координат источников радиосигналов и их амплитуд зависит от точности решения систем уравнений (9), (11) и может быть сколь угодно малой. В частности, при задании шага решения уравнений (9), (11) в интервале 0.1°÷1° максимальная ошибка определения угловых координат сопоставима с величиной шага, а относительная точность определения амплитуд составляет несколько процентов, см. табл.1-6 (фиг.8, 9). В этих таблицах введены следующие обозначения: θ₀₁ и θ₀₂ - истинные направления прихода сигналов, θ₁ и θ₂ - направления, определяемые из решения системы (9), Δθ₁ и Δθ₂ - ошибки определения направлений прихода сигналов, A₀₁ и A₀₂ - истинные значения амплитуд сигналов, принимаемых AP с направлений θ₀₁ и θ₀₂, A₁ и A₂ - значения амплитуд сигналов, полученные в результате решения системы (11), ΔA₁ и ΔA₂ - величины относительной ошибки определения амплитуды первого и второго сигналов соответственно, P_c01 и P_c02 - мощности сигналов, принимаемых AP с направлений θ₀₁ и θ₀₂.

Результаты моделирования в табл.1-6 (фиг.8, 9) получены для разных отношений P_c/Р_ш. Как следует из этих результатов, точность пеленгации многолучевых сигналов сохраняется очень высокой даже при P_c/Р_ш≥-10 дБ.

Источники информации

1. Патент US 4626859, кл. G01S 5/04.

2. Патент РФ 2150122, кл. G01S 3/14.

3. Патент РФ 2141675, кл. G01S 3/00.

1. Способ пеленгации узкополосных радиосигналов KB диапазона, заключающийся в том, что узкополосные радиосигналы KB диапазона, распространяющиеся по многолучевым радиотрассам, каждый из которых лежит в соответствующем k-ом (k=1,…,K) частотном поддиапазоне заданного интервала К частотных поддиапазонов, принимают каждым излучателем многоэлементной антенны и вычисляют корреляционную матрицу принятых сигналов, отличающийся тем, что в качестве многоэлементной антенны используют линейную антенную решетку, состоящую из N_x независимых приемных излучателей, осуществляют прием узкополосных радиосигналов, падающих в угломестной плоскости, в течение интервала наблюдения, принятые сигналы разделяют с помощью K узкополосных фильтров, установленных на входе каждого независимого приемного излучателя и перекрывающих заданный интервал K частотных поддиапазонов, корреляционную матрицу вычисляют по принятым сигналам в каждом k-ом (k=1,…,K) частотном поддиапазоне, раскладывают каждую из k-ых корреляционных матриц по собственным сигнальным и шумовым (j=1,…, (N_x-1)) векторам, определяют собственные диаграммы направленности антенны и в каждом k-ом частотном поддиапазоне как диаграммы направленности в режиме возбуждения независимых приемных излучателей соответствующими комплексно-сопряженными собственными векторами: и где , k - номер частотного поддиапазона, λ_k - средняя длина волны сигнала в k-ом частотном поддиапазоне, n - номер независимого приемного излучателя, d - расстояние между независимыми приемными излучателями, а направления прихода и комплексные амплитуды принимаемых сигналов в k-ом частотном поддиапазоне определяют путем решения систем уравнений: , j=1,… (N_x-1), m=1,…M, l=1,…,M,где , .

2. Способ по п.1, отличающийся тем, что из найденных решений систем уравнений выбирают p₁ решений, для которых направления прихода сигналов совпадают, где k=k₁, k₂,…,k_p1; l=1,…,L, с последующим объединением p₁ частотных поддиапазонов в полосу частот одного l-ого широкополосного сигнала.

3. Способ по п.2, отличающийся тем, что спектр широкополосного сигнала формируют из спектральных составляющих , где k=k₁, k₂,…,k_p1, l=1,…,L, объединенных частотных поддиапазонов.

4. Способ по п.1, отличающийся тем, что для каждого из найденных направлений прихода сигналы от каждого излучателя суммируют с весовыми коэффициентами, пропорциональными комплексно-сопряженному сигнальному собственному вектору для этого направления, умноженному на обратную корреляционную матрицу помех .

5. Способ по п.1, отличающийся тем, что дополнительно осуществляют прием узкополосных радиосигналов, падающих с произвольного направления в угломестной и азимутальной плоскостях, в течение интервала наблюдения, с помощью дополнительной линейной антенной решетки, состоящей из N_y независимых приемных излучателей, расположенной перпендикулярно оси основной линейной антенной решетки из N_x независимых приемных излучателей, определяют обобщенные направления прихода и сигналов из решения систем уравнений: , j=1,…,(N_x-1) и , j=1,…,(N_y-1),где и - собственные шумовые диаграммы направленности для основной и дополнительной линейных антенных решеток соответственно, после чего восстанавливают истинные направления прихода сигналов и по соотношениям: , .