Способ, устройство и компьютерный программный продукт, обеспечивающие синхронизацию для сигнала ofdma нисходящей линии связи

Способ, устройство и компьютерный программный продукт, обеспечивающие синхронизацию для сигнала ofdma нисходящей линии связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ, К КОТОРОЙ ОТНОСИТСЯ ИЗОБРЕТЕНИЕ

Типичные варианты осуществления этого изобретения относятся в общем к системам, способам, устройствам и компьютерным программным продуктам для беспроводной связи и, в частности, имеют отношение к способам синхронизации работы устройства с использованием принятого сигнала.

ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Приведенные ниже аббревиатуры определяются следующим образом:

AWGN (Additive white Gaussian noise) - Аддитивный белый гауссов шум

BS (Base station) - Базовая станция CINR (Carrier-to-interference-and-noise ratio) - Отношение несущей к помехе и шуму

СР (Cyclic prefix) - Циклический префикс

DFT (Discrete Fourier Transfom) - Дискретное преобразование Фурье

DL (Downlink) - Нисходящая линия связи

DLFP (DL frame prefix) - Префикс кадра нисходящей линии

FDD (Frequency division duplex) - Дуплексная связь с частотным разделением каналов

FFT (Fast fourier transform) - Быстрое преобразование Фурье

FUSC (Full usage of sub-carriers) - Полное использование поднесущих

MAC (Multiply-and-accumuiate) - Умножение и суммирование

MIMO (Multiple input multiple output) - Система со многими входами и выходами

MISO (Multiple input single output) - Система со многими входами и одним выходом

ML (Maximum likelihood) - Максимальное правдоподобие

MS (Mobile Station) - Мобильная станция

OFDM (Orthogonal frequency division multiplex) - Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов

OFDMA (Orthogonal frequency division multiplex with multiple access) - Мультиплексирование с ортогональным частотным разделением сигналов с множественным доступом

PHY (Physical layer) - Физический уровень

RF (Radio Frequency) - Радиочастота

RTG (Receive/transmit transition gap) - Пауза перехода прием/передача

SISO (Single input single output) - Система с одним входом и одним выходом

SIMO (Single input multiple output) - Система с одним входом и многими выходами

SNR (Signal-to-noise ratio) - Отношение сигнал/шум

STC (Space-time coder) - Пространственно-временной кодер

TDD (Time division duplex) - Дуплексная связь с разделением по времени

TDMA (Time division multiple access) - Множественный доступ с временным разделением каналов

TTG (Transmit/receive transition gap) - Пауза при переходе передача/прием

UL (Uplink) - Восходящая линия связи

WiMAX (Worldwide Interoperability of Microwave Access) - "Общемировая совместимость доступа в СВЧ диапазоне"

Стандарт IEEE 802.16 должен обеспечить предоставление стационарных и мобильных беспроводных широкополосных служб с максимальными скоростями передачи данных до 70 Мбит/с. Версия Е стандартов 802.16 определяет необходимые усовершенствования, чтобы поддерживать полную мобильность. Радиоинтерфейс мобильного стандарта IEEE 802.16e базируется на технологии модуляции OFDM. Ожидается, что режим OFDMA стандарта 802.16e получит наибольшее распространение для мобильных широкополосных служб. Режим OFDMA обеспечивает масштабируемость полосы пропускания от 1,25 МГц до 20 МГц (или от 1,75 МГц до 28 МГц) и с помощью различных размеров FFT (128, 512, 1024 и 2058) он может предоставлять беспроводные услуги с различными пропускными способностями и качеством обслуживания (QoS).

Модуляция OFDM применяется в различных технологиях беспроводного доступа, таких как Wi-Fi (802.11а), а также в цифровом аудио и видео вещании (например, в DVB-H). Однако поддержка полной мобильности и QoS для многочисленных пользователей в стандартной среде с многоточечным соединением (сотовой) потребовала внесения множества изменений в проектирование физического уровня (PHY) и подуровня управления доступом к среде (MAC). Одно дополнение связано с использованием различных последовательностей преамбул нисходящей линии (DL), которые позволяют мобильной станции (MS) уникально идентифицировать базовую станцию (BS). Имеется 114 последовательностей преамбул для каждого размера FFT, которые могут однозначно идентифицировать одну базовую станцию (сектор). В режиме TDD стандарта 802.16e преамбула передается в первом символе в субкадре DL. Как и в системе согласно стандарту 802.11а, преамбула также используется для достижения синхронизации системного времени и частоты несущей. Однако структура преамбулы в стандартах 802.16e и 802.11а различается.

В стандартной OFDM-системе на базе TDD, такой как система по стандарту 802. 11а или 802.16d в режиме OFDM, преамбула является периодически повторяющейся во временной области. Это свойство может использоваться для достижения синхронизации с низкой сложностью на основе способов корреляции задержки. В режиме FDD непрерывная передача символов OFDM вместе с циклическим префиксом может использоваться для обеспечения синхронизации времени символов.

В режиме OFDMA по стандарту 802.16e преамбула содержит данные на каждой третьей поднесущей. Так как три не является делителем для размера FFT (равного степени 2), преамбула в режиме OFDMA стандарта 802.16е не повторяется во времени, хотя каждая третья часть символа преамбулы демонстрирует хорошую корреляцию. К тому же, во время приема в режиме TDD субкадр UL следует за субкадром DL. Субкадры DL и UL разделены интервалами пауз TTG и RTG, которые не являются целым кратным символа OFDM. Это делает стандартное получение времени символа на основе СР очень затруднительным. Кроме того, так как мобильная станция MS может принимать передачи от многочисленных базовых станций BS, корреляция задержки, базирующаяся на оценке времени кадра (на основе высокой корреляции между частями символа преамбулы) не обеспечивает хорошую оценку времени кадра. Поиск корреляции задержки обычно возвращает большой интервал возможных событий начала кадра.

С другой стороны, кросскорреляция с известной последовательностью преамбулы обеспечивает более точную информацию о временных соотношениях. Однако так как имеется большое число возможных последовательностей преамбулы, исчерпывающий поиск путем кросскорреляции может иметь недопустимо высокую аппаратурную сложность. Обработка кросскорреляции во временной области также требует, чтобы преамбулы или сохранялись во временной области (после преобразования IFFT), что ведет к более высоким требованиям к памяти, или формировались «на лету», что ведет к дополнительному быстрому обратному преобразованию Фурье (IFFT) для каждого поиска преамбулы.

Кроме того, так как последовательности преамбул ищутся случайным образом, они не могут формироваться «на лету» и должны быть сохранены. Полезно сохранять данные преамбулы в частотной области, так как модуляцией данных преамбулы в частотной области является двоичная фазовая манипуляция (BPSK) (1-битовая).

Некоторыми стандартными способами синхронизации OFDM являются следующие.

Схема синхронизации пакетов на основе преамбулы широко используется в системах по стандарту 802.11а. В стандарте 802.11а передаются два различных типа последовательностей преамбулы (короткая и длинная). Короткая преамбула повторяется приблизительно восемь раз (четыре раза в одном символе и затем передается дважды), в то время как символ длинной преамбулы повторяется дважды. В стандарте 802.11а преамбулы являются уникальными для всех точек доступа. Обычно свойство повторяемости короткой преамбулы используется, чтобы получить грубую синхронизацию по времени посредством корреляции задержки. Точная синхронизация по времени может быть достигнута посредством поиска символа длинной преамбулы. Этого можно достигнуть посредством корреляции задержки или кросскорреляции. Сдвиг частоты несущей измеряется путем замера разницы фазы отсчетов между периодически повторяющимися частями короткой преамбулы.

В наземных системах вещания, таких как DVB-H, реализуется корреляция задержки на базе СР, чтобы получить время символа. Сдвиг частоты несущей может быть измерен с использованием двух шагов: во время измерения дробного сдвига частоты с использованием фазы коэффициента корреляции СР и во время измерения целочисленного сдвига частоты с использованием поворота пилот-сигнала в частотной области.

Однако в режиме TDD OFDMA указанные выше способы или не могут применяться, или возвращают неточную оценку времени.

До этого изобретения не было предложено действительно адекватной процедуры достижения синхронизации DL в устройствах, развернутых в системе связи по стандарту IEEE 802.16е (WiMAX).

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ПРИМЕРОВ ОСУЩЕСТВЛЕНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Посредством использования типичных вариантов осуществления этого изобретения преодолеваются вышеупомянутые и другие проблемы, а также реализуются дополнительные преимущества.

В одном из аспектов этого изобретения предлагается способ обеспечения синхронизации с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле путем обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра; использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; использования циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей; выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и выполнения кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвиг частоты на целое число интервалов между поднесущими.

В другом аспекте этого изобретения предлагается компьютерный программный продукт, который воплощен на машиночитаемом носителе данных, где исполнение компьютерного программного продукта процессором данных имеет результатом операции, которые содержат обеспечение с переданным сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле путем обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной во время первого шага обнаружения границы кадра; использования корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; использования циклического префикса для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей; выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и выполнения кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвиг частоты на целое число интервалов между поднесущими.

В еще одном аспекте этого изобретения предлагается устройство, которое включает приемник для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соте. Приемник выполнен с возможностью обеспечения синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, содержащих первый детектор для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; второй детектор для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым детектором; коррелятор циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; средство оценки, использующее циклический префикс для оценки и коррекции дробного сдвига частоты; средство выполнения быстрого преобразования Фурье для идентифицированного символа преамбулы и кросскоррелятор в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между под несущими.

В еще одном аспекте этого изобретения предлагается мобильная станция, которая содержит средство для приема сигнала нисходящей линии, переданного в соту; указанное средство приема выполнено с возможностью обеспечения синхронизации с принятым сигналом по времени, по частоте несущей и по специфической для соты преамбуле и включает множество блоков синхронизации, содержащих первое средство для обнаружения границы кадра с использованием корреляции задержки преамбулы; второе средство для обнаружения границы кадра с более высокой точностью с использованием свойства сопряженной симметрии для области, идентифицированной первым средством обнаружения; средство для корреляции циклического префикса для обнаружения повторения границы символа; средство для оценки и коррекции дробного сдвига частоты несущей с использованием циклического префикса; средство для выполнения быстрого преобразования Фурье в отношении идентифицированного символа преамбулы; и средство для кросскорреляции в частотной области для идентификации специфических для соты последовательностей преамбулы и сдвига частоты на целое число интервалов между поднесущими.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Вышеуказанные и другие аспекты типичных вариантов осуществления этого изобретения станут более очевидными из последующего подробного описания вместе с приложенными чертежами, на которых:

на фиг.1 показан защитный интервал, интервал символа и полезный интервал символа;

фиг.2 иллюстрирует концепцию OFDMA, где поднесущие совместно используются пользователями;

на фиг.3 иллюстрируется концепция отображения данных по времени/частоте;

на фиг.4 показана структура кадра TDD (DL-субкадр+TTG+UL-субкадр+RTG);

на фиг.5 приводится типичная структура кадра для режима TDD;

на фиг.6 показана блок-схема мобильного приемопередатчика, предназначенного для использования с OFDMA PHY;

фиг.7 иллюстрирует обычный процедурный поток синхронизации;

на фиг.8 приведена упрощенная блок-схема устройства для оценки времени символа на основе циклического префикса;

на фиг.9А представлена упрощенная блок-схема устройства, применимого для использования при определении времени кадра во временной области, а на фиг.9В показана упрощенная блок-схема устройства, применимого для использования при определении времени кадра в частотной области;

на фиг.10 приведена упрощенная блок-схема устройства, применимого для выполнения оценки и коррекции сдвига частоты;

на фиг.11 представлен график, показывающий поиск циклического префикса по всем вероятностям для примера с FFT-512, СР-1/8 в канале с AWGN;

на фиг.12 приведен график, показывающий корреляцию циклического префикса для кадра TDD с параметрами FFT-512, СР-1/8, AWGN и SNR=0 дБ;

на фиг.13 приведена блок-схема функции синхронизации в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения;

на фиг.14 приводится график, показывающий вычисление корреляции для кадра TDD 5 мс с параметрами FFT 512 и СР 1/8 в канале с AWGN;

на фиг.15 приведен график, показывающий результат поиска сопряженной симметрии по выбранным индексам, показанным на фиг.14; предполагается использование параметров: FT-512, СР-1/8, TDD 5 мс, AWGN при SNR 0 дБ;

фиг.16 - логическая блок-схема, которая иллюстрирует работу алгоритма синхронизации в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения; и

на фиг.17 представлена упрощенная блок-схема беспроводной системы связи, включающей мобильную станцию MS, которая создана и функционирует в соответствии с типичными вариантами осуществления этого изобретения.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

Здесь излагается новая методика начальной синхронизации времени и частоты несущей. Типичные варианты осуществления этого изобретения частично соответствуют нисходящей линии связи по стандарту IEEE 802.16е, известному также как WiMAX. Однако наряду с тем, что типичные варианты осуществления описываются в контексте с параметрами, относящимися к протоколу WiMAX, они могут применяться также к другим системам OFDM с использованием соответствующих модификаций параметров.

Типичные варианты осуществления этого изобретения обеспечивают новый алгоритм последовательного поиска для нисходящей линии по стандарту 802.16е, чтобы добиться синхронизации времени и частоты несущей и идентифицировать специфическую для соты последовательность преамбулы. Процедура синхронизации требуется во время начального входа в сеть, во время хэндовера и во время повторной синхронизации при кратковременной потере синхронизации.

Перед подробным описанием типичных вариантов осуществления этого изобретения с использованием фиг.13-17, будет полезно обсудить и представить краткий обзор системных параметров и сигнализации DL PHY стандарта IEEE 802.16е, Центральное место в этом обзоре отводится режиму OFDMA, который в настоящее время в наибольшей степени целесообразен при развертывании мобильных и сотовых систем.

Что касается системных параметров OFDM, как хорошо известно, в системе OFDM ширина полосы пропускания сегментируется на поднесущие и данные передаются параллельно на разных поднесущих в частотной области. Спектрально эффективные преобразования DFT и обратное DFT (IDFT) применяются соответственно для модуляции и демодуляции OFDM, и эти преобразования реализуются с использованием эффективных алгоритмов FFT и IFFT.

Допустим, что доступная ширина полосы пропускания системы BW сегментирована на N_FFT поднесущих. Чтобы обеспечить спектральное разделение, N_Guard поднесущих резервируется в качестве защитных тонов и по существу одинаково распределяется на правой и левой стороне спектра. Остальные поднесущие помечают в качестве полезных поднесущих; они включают данные, пилот-сигнал и нулевые (DC) поднесущие. Число полезных поднесущих равно:

При коэффициенте избыточной дискретизации для функционирования OFDM, равном n, частота дискретизации F_s и интервал между поднесущими Δf могут быть вычислены как:

(см. «Приложение к стандарту IЕЕЕ802.16е» (версия D8, июнь 2005 г.), «Проект стандарта IEEE для локальных и городских сетей», часть 16: Радиоинтерфейс для стационарных и мобильных широкополосных систем с беспроводным доступом).

Величиной, обратной интервалу между поднесущими, является полезное время символа (T_b), которое является временем полезного символа OFDM после выполнения IFFT.

Чтобы поддерживать ортогональность сигнала OFDM в многолучевой среде, между двумя последовательными символами OFDM вставляется защитный интервал. Обычно в качестве защитного интервала вставляется циклический префикс путем повтора концевой части символа в начале символа, как это показано на фиг.1. Длительность защитного интервала (T_g) выбирается так, чтобы учесть самую большую задержку многолучевого распространения, τ_max, которая возникает чаще всего, т.е. T_g>τ_max. Она обычно выражается как доля полезного времени символа. Положим, что G=T_g/T_b - это отношение защитного интервала к полезному интервалу символа; тогда полное время символа OFDM равно:

Кроме того, время символа OFDM должно быть намного больше максимального разброса задержки, чтобы уменьшить непроизводительные потери из-за введения циклического префикса и влияние многолучевой интерференции. Однако, чтобы избежать "просачивания" несущих (т.е. помех между несущими), время символа OFDM должно быть меньше, чем время когерентности канала (Т_с). Время когерентности канала определяется как интервал времени, внутри которого канал остается постоянным, и является обратно пропорциональным максимальному доплеровскому рассеиванию (f_D). Доплеровское рассеивание является результатом относительной скорости между передатчиком и приемником, и оно обуславливает переходные помехи между смежными поднесущими.

Когерентная ширина полосы пропускания канала В_с определяется как полоса пропускания, в которой отклик канала остается постоянным, и она обратно пропорциональна максимальному разбросу задержки канала τ_max. Когерентная ширина полосы пропускания канала может быть вычислена как:

Эквивалентом уравнения (5) для частотной области является:

Таким образом, размер FFT выбирается так, чтобы разнос между несущими был существенно меньше когерентной ширины пропускания канала и существенно больше максимального доплеровского рассеивания (f_D) в канале.

Далее приводится обзор физического уровня (PHY) нисходящей линии (DL) по стандарту 802.16е. Множественный доступ с временным разделением каналов (TDMA) является наиболее распространенным подходом для обеспечения многопользовательского доступа в системе OFDM. При этом подходе, называемом OFDM-TDMA, различные пользователи мультиплексируются по времени, и данные, направляемые или принимаемые от каждого из пользователей, передаются в различных временных зонах. Этот режим специфицируется в качестве радиоинтерфейса для различных стандартов, таких как IEEE 802.1 Ia/g/n и 802.16d (версия-2004) (режим OFDM). Другим способом обеспечения многопользовательского доступа в системе OFDM является мультиплексирование различных пользователей в частотной области - данный способ называют OFDMA. На фиг.2 приводится стратегия множественного доступа OFDMA, где различные пользователи совместно используют полезные поднесущие.

Более обобщенно, в режиме OFDMA пользователи мультиплексируются в двухмерной решетке время/частота, где каждому пользователю назначается часть ширины полосы пропускания (т.е. группа поднесущих, определяемых как подканалы) на несколько символов OFDM. На фиг.3 демонстрируется концепция области данных на осях время/частота для воображаемого сценария применения.

В таблице 1 обобщаются основные системные параметры и приводятся их значения в соответствии с определением режима OFDMA в стандарте 802.16е. Следует отметить, что системы WiMAX масштабируются для заданной пропускной способности и сценариев внедрения.

Таблица 1
Параметры системы OFDMA
Параметры	Значения	Примечания
NFFT	128, 512, 1024 и 2048	Размер FFT
G=Tg/Tb	1/32, 1/16, 1/8, 1/4	Отношение защитного интервала к полезному интервалу символа
Ts	Tb+Tg=(1+G)×Tb	Интервал символа OFDMA
BW	Минимум ~ 1,25 МГцМаксимум ~ 28 МГц	Типичные значения. Не зависят от стандартов **
n	8/7	Коэффициент избыточной дискретизации
** Обычно размер FFT будет возрастать вместе с шириной полосы пропускания (BW)

Протокол WiMAX поддерживает три различных типа режимов связи в лицензируемом диапазоне, TDD, FDD и H-FDD (Hybrid-FDD, гибридная дуплексная связь с частотным разделением каналов). В первой версии стандарта IEEE 802.16е наиболее широко используется режим TDD.

На фиг.4 показаны временные соотношения для кадра в режиме TDD. Временная пауза передачи (Transmit Time Gap, TTG) и временная пауза приема (Receive Time Gap, RTG) позволяют станции BS и станции MS переключать радиочастоту (RF) от приема (RX) к передаче (ТХ) или от ТХ к RX. В таблице 2 приводятся обобщенные сведения о спецификациях для времени кадра и пауз TTG/RTG для систем WiMAX.

Таблица 2
Параметры кадровой синхронизации для OFDMA
Параметры	Значения	Примечания
Длительность кадра(мс)	2, 2, 5, 4, 5, 8, 10, 12,5, 20	Стандартный специфицированный код длительности кадра: 1-8
Отношение DL/UL (TDD)	1/4|3/4 - до 3/4|1/4	Типичное значение. Не стандартизировано.
TTG/RTG	Минимальное поддерживаемое значение: 5 мкс	Стандарт задает только 5 мкс в качестве минимального значения.
Типичное значение: ~ 50 мксМаксимальное значение: >200 мкс	Типичное значение базируется на обзоре литературы.

Другим важным системным параметром, оказывающим влияние на реализацию уровня PHY, является допустимый сдвиг частоты несущей (допустимое отклонение системного тактового генератора). В таблице 3 приводятся технические требования стандарта 802.16е.

Таблица 3
Требования к отслеживанию частоты несущей для приемопередатчика
Параметры	Значения	Примечания
Средняя частота несущей базовой станции и точность генератора тактовой частоты символов	±2×10-6	Один и тот же генератор опорного сигнала должен использоваться как для несущей, так и для тактовой частоты символов
MX ТХДопустимое отклонение средней частоты несущей и тактовой частоты символов	2% от интервала между несущими	Синхронизировано с опорным сигналом базовой станции - необходимо войти в синхронизм перед UL - ТХ

На фиг.5 приводится структура кадра для режима TDD. Первым символом субкадра DL является преамбула DL. Первые два подканала в следующем символе OFDMA переносят канал FCH. Поля DL-MAP и UL-MAP следуют за FCH. Сообщения MAP используют символ и частотный интервал совместно с FCH и DL-пакетами. В режиме TDD субкадры DL и UL следуют за сообщениями MAP. Пакеты данных различных пользователей размещаются по осям времени/частоты.

Кадр DL (или субкадр для режима TDD) может содержать несколько зон, таких как PUSC, FUSC, TUSCI, АМС, ММО, HARQ и т.д. Зона охватывает несколько последовательных символов OFDMA. Временные параметры субкадра DL могут определяться динамически на основе доступных субканалов, режимов распределения поднесущих, числа обслуживаемых пользователей и, в случае режима TDD, отношения времени DL/UL.

Для режима TDD согласно стандартам IEEE 802.16е, фиг.6 представляет типичный (мобильный) приемопередатчик 100 для нисходящей линии. Следует отметить, что хотя стандарт IEEE 802.16е поддерживает множественные антенны для передачи и приема, здесь для упрощения описания рассматривается система типа SISO.

На фиг.6 источник данных предоставляет передаваемые данные в блок 102 рандомизации (скремблирования посредством псевдошумовой последовательности PN), выходной сигнал которого по выбору подается на один из ряда кодеров (например, сверточный кодер 104А, турбокодер 104 В, LDPC-кодер 104С). Выходной сигнал выбранного кодера 104 подается в перемежитель 106, за которым следует блок 108 модуляции (преобразования). Пилот-сигналы добавляются из блока 110 к выходному сигналу блока 108 модуляции. Затем сигнал прикладывается к блоку 112 поддержки разнесения, имеющему блок 114 IFFT и блок 116, который добавляет защитные полосы. Затем сигнал прикладывается к радиочастотному передатчику (ТХ) 118А для передачи в канал. При приеме принятый сигнал подается с выхода радиочастотного приемника (RX) 118В в блок 120 временной синхронизации, где удаляется циклический префикс (СР), после чего следует блок 122 FFT. Выходной сигнал блока 122 FFT прикладывается как блоку 124 оценки канала, так и к блоку 126 детектора/приемника сигнала с разнесением (STC/MIMO). Выходной сигнал блока 126 прикладывается к блоку 128 восстановления символов, за которым следует блок 130 деперемежителя, выходной сигнал которого прикладывается к выбранному декодеру (например, турбодекодеру 132А, декодеру Витерби 132 В, LDPC-декодеру 132С). Выходной сигнал выбранного декодера 132 прикладывается к блоку 134 дерандомизатора, и результирующий сигнал формирует оцененные данные.

Пусть s^m(n) - сигнал нисходящей линии на выходе модулятора OFDM.

Соответствующий непрерывный во времени сигнал нисходящей линии s^m(t) может быть записан как:

где:

N_FFT, N_CP: размер FFT и защитный размер (размер циклического префикса (СР));

T_b, T_g, T_s=T_b+T_g: полезное время символа, интервал СР и время символа OFDM;

k, m: индекс поднесущей и индекс символа OFDM; и

: символ, переданный на k-й поднесущей в течение m-го символа OFDM.

Дискретный принятый сигнал нисходящей линии в приемнике мобильной станции может быть записан как:

где:

h=[h₀, h₁,…,h_L-1], L: многолучевой канал между станциями BS и MS и максимальное число лучей;

Δf: нормированный сдвиг частоты несущей в результате несоответствия частот генераторов ТХ и RX; и

z(n)~N(0,2N₀) - процесс аддитивного белого гауссова шума.

Во время временного кадра восходящей линии мобильная станция обычно переключается в режим передачи. Однако во время начального доступа к сети мобильная станция не различает DL и UL и поэтому принимает мешающие сигналы от других мобильных станций. Полный принятый сигнал в UL может быть записан как:

где:

: многолучевой канал между к-й MS и заданной MS;

Δf: нормированный сдвиг частоты несущей; и

τ_k нормированная задержка сигнала, принятого от k-го пользователя.

Рассматривая свойства преамбулы, укажем, что специфическая для соты преамбула нисходящей линии передается в начале каждого кадра. Преамбула помогает приемнику получать параметры времени, частоты и параметры канала. Далее приводится краткий обзор структуры и свойств преамбулы нисходящей линии, на который ниже будет опираться описание типичных вариантов осуществления изобретения.

Последовательность преамбулы имеет следующие свойства (можно сослаться на стандарт IEEE 802.16-2004, стандарт Института инженеров по электротехнике и электронике (IEEE) для локальных и городских сетей, часть 16: «Радиоинтерфейс для стационарных широкополосных систем с беспроводным доступом» и на «Приложение к стандарту IEEE 802.16е» (версия D8, июнь 2005 г.), «Проект стандарта IEEE для локальных и городских сетей», часть 16: «Радиоинтерфейс для стационарных и мобильных широкополосных систем с беспроводным доступом», включенные в данное описание посредством ссылки):

она уникальна для каждого сегмента в каждой соте (например, задает идентификатор соты (cell-ID));

она включает набор из 114 последовательностей преамбул для каждого размера FFT (128, 512, 1024 и 2048);

она создается с использованием случайной модели с условием минимизации PAPR последовательности;

преамбула модулирует поднесущую с использованием модуляции BPSK, и поэтому выходной сигнал IFFT имеет сопряженную симметрию (см., например, J.G.Proakis and D.К.Manolakis, «Digital Signal Processing» (Обработка цифровых сигналов), 3-е издание, Prentice Hall, 1995 г.);

сектор передает последовательность преамбулы на каждой третьей поднесущей с регулярно вставляемыми нулями (исключая защитный интервал и поднесущие DC); и

поднесущие преамбулы DL передаются с мощностью на 9 дБ выше, чем другие поднесущие данных.

Последовательности преамбул создаются с использованием случайной модели и сохраняются в MS. Так как каждый размер FFT соответствует набору из 114 преамбул, для их хранения в MS необходим большой объем памяти. Поскольку обнаружение преамбулы является первым шагом при входе в сеть, большое количество последовательностей преамбул может привести к длительной задержке.

Сигнал преамбулы на выходе модулятора OFDM может быть записан как:

где:

и

u_k∈{0, 1} = последовательность преамбулы PN для сегмента # SID

N_LG = левые защитные поднесущие

N_RG = правые защитные поднесущие

Свойство 1

Положим, что x(n)=ifft{x(k)} и

так что

mod(N_FFT, R)=0

тогда,

т.е. характеризуется периодичностью во временной области.

Однако если mod(N_FFT, R)≠0, сигнал не является повторяющимся, но демонстрирует сильную корреляцию.

Свойство 2

Положим, что x(n)=ifft{X(k)} и X(k) - вещественное число, тогда

то есть имеется сопряженная симметрия во временной области.

Так как свойства 1 и 2 существуют одновременно, последовательность преамбулы во временной области полагается обладающей сопряженной симметрией в пределах каждого повтора. Символ преамбулы переносит данные на каждой 3-й поднесущей и поэтому демонстрирует высокую корреляцию между каждым третьим символом. Вследствие сопряженной симметрии преамбула полагается обладающей примерно следующей структурой:

Теперь рассмотрим начальную синхронизацию в типовых OFDM-системах. Как отмечалось выше, процедура синхронизации включает временную синхронизацию и синхронизацию частоты несущей. Основной целью временной синхронизации является достижение синхронизации кадров и символов, идентификация размера FFT и длины СР. Главная цель синхронизации частоты несущей - это измерение и коррекция сдвига частоты несущей. Кроме того, в сотовых системах, таких как WiMAX, синхронизация определяет также идентификатор соты (специфическую для соты последовательность преамбулы).

Как отмечалось выше, предлагались и оценивались различные способы и алгоритмы вхождения в синхронизм по времени/частоте в разных OFDM-системах, таких как 802.11а и DVB-H. Большинство предложенных алгоритмов используют циклический префикс и/или свойства преамбулы. Например, в стандарте 802.11а периодически повторяющаяся короткая преамбула используется для синхронизации по времени и частоте (см. J.Heiskala и J.Terry, «OFDM Wireless LANs: A Theoretical and Practical Guide» (Локальные беспроводные сети OFDM: теоретическое и практическое руководство), 1-е издание, Sams, 2001 г.). Также используется длинная преамбула для улучшения оценки синхронизации, а также для решения задач оценки канала. В системах вещания, таких как DVB-H, где принятый сигнал является непрерывным, для достижения синхронизации могут использоваться циклический префикс и пилот-сигналы. В этих схемах синхронизации могут применяться эффективные с точки зрения вычислений способы корреляции задержки.

В обеих системах - IEEE 802.11а и DVB-H - обычно применяется поэтапная процедура синхронизации для синхронизации по времени и частоте, в которой сдвиги по времени и по частоте оцениваются на разных этапах. Кроме того, точная оценка времени/частоты следует за грубой оценкой времени/частоты. Обычно поэтапный подход приводит к более низкой сложности реализации и является более пригодным для мобильных приемников.

В качестве альтернативы, параметры времени и частоты могут оцениваться совместно. Например, для совместной оценки синхронизации по времени/частоте и для оценки канала могут использоваться метод максимального правдоподобия (ML) и субоптимальный метод ML. Однако оба эти метода требуют предварительного знания передаваемого символа преамбулы, но не требуют наличия специальных свойств преамбулы. Поэтому они более пригодны для таких систем как 802.16 с режимом OFDM и 802.11а. Такие методы могут применяться в сотовой реализации WiMAX, если набор передаваемых последовательностей преамбул ограничен (например, во время хэндовера базовая станция может передавать информацию о соседней базовой станции). Однако сложность реализации метода ML является высокой.

Теперь кратко рассмотрим стандартный способ OFDM-синхронизации, а также его пригодность для использования в системе согласно стандарту IEEE 802.16e.

Основная процедура синхронизации включает следующие операции.

Одной операцией является временная синхронизация, которая состоит в определении времени символа на основе корреляции СР и предназначается для использования в режиме FDD, где передача DL является непрерывной (например, в DVB-H), и которая основывается на получении времени кадра/обнаружении начала пакета на основе кросскорреляции с известной преамбулой или корреляции задержки с использованием повторяющихся свойств последовательности преамбулы и пригодна для пакетной передачи данных (например, по стандарту 802.11а). Другой операцией является оценка сдвига частоты, которая формируется из оценки дробного сдвига частоты во временной области и грубой оценки сдвига частоты в частотной области (грубая оценка служит для того, чтобы найти сдвиг частоты, который является целым кратным интервала между поднесущими). Короткая периодически повторяющаяся преамбула может использоваться, чтобы избежать коррекции сдвига частоты в частотной области (например, в стандарте 802.11а).

Вообще, оценка параметров синхронизации выполняется поэтапно - грубое определение времени (корреляция задержки принимаемого сигнала), за которым следует грубая оценка и коррекция