Детектирование и декодирование с уменьшенной сложностью для приемника в системе связи

Детектирование и декодирование с уменьшенной сложностью для приемника в системе связи

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Детектирование и декодирование с уменьшенной сложностью для приемника в системе связи

Настоящая заявка притязает на приоритет предварительной заявки на патент США №60/738159, озаглавленной "ИТЕРАЦИОННОЕ ДЕТЕКТИРОВАНИЕ И ДЕКОДИРОВАНИЕ С УМЕНЬШЕННОЙ СЛОЖНОСТЬЮ ДЛЯ СИСТЕМ С МНОЖЕСТВОМ ВХОДОВ И МНОЖЕСТВОМ ВЫХОДОВ (MIMO) И МУЛЬТИПЛЕКСИРОВАНИЕМ С ОРТОГОНАЛЬНЫМ ЧАСТОТНЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ СИГНАЛОВ (OFDM)", зарегистрированной 18 ноября 2005 года, назначенной на заявителя настоящей заявки и включенной в настоящую заявку по ссылке.

Уровень техники

Область техники

Настоящее раскрытие имеет отношение к связи вообще и, в частности, к методикам выполнения детектирования (обнаружения) и декодирования в приемнике в системе связи.

Уровень техники

Система связи с множеством входов и множеством выходов (MIMO) использует несколько (Т) передающих антенн в передатчике и несколько (R) принимающих антенн в приемнике для передачи данных. Канал MIMO, сформированный посредством Т передающих антенн и R принимающих антенн, может быть разложен на М пространственных каналов, где M≤min{T,R}. M пространственных каналов могут использоваться для передачи данных таким образом, чтобы достигнуть более высокой общей пропускной способности и/или большей надежности.

Передатчик может кодировать и передавать M потоков данных параллельно через T передающих антенн. Приемник получает R принятых потоков символов через R принимающих антенн, выполняет обнаружение MIMO для разделения M потоков данных и выполняет декодирование обнаруженных потоков символов для восстановления переданных потоков данных. Для достижения оптимальной производительности приемник должен был бы оценивать много гипотез для всех возможных последовательностей битов данных, которые могли быть переданы, на основе всей информации, доступной в приемнике. Такой полный перебор является интенсивным в вычислительном отношении и чрезмерно затруднительным для многих применений.

Поэтому в области техники имеется потребность в методиках выполнения обнаружения и декодирования с уменьшенной сложностью при достижении хорошей производительности.

Сущность изобререния

Здесь описаны методики выполнения обнаружения и декодирования с уменьшенной сложностью при достижении хорошей производительности. Эти методики воплощены в различных описанных ниже схемах обнаружения с уменьшенной сложностью.

В одной схеме обнаружения с уменьшенной сложностью приемник получает R принятых потоков символов для M потоков данных, переданных передатчиком, выполняет пространственную обработку приема (или пространственную согласованную фильтрацию) над принятыми символами для получения обнаруженных символов, выполняет вычисление логарифмических отношений правдоподобия (LLR) независимо для каждого из D "наилучших" потоков данных и выполняет вычисление логарифмического отношения правдоподобия (LLR) совместно для M-D оставшихся потоков данных, где в общем случае M>D≥1 и M>1. D наилучших потоков данных могут быть выбраны на основе отношения сигнала к шуму и помехе (SNR) и/или других критериев. В другой схеме обнаружения с уменьшенной сложностью приемник выполняет вычисление логарифмического отношения правдоподобия (LLR) независимо для каждого из D наилучших потоков данных, выполняет вычисление логарифмического отношения правдоподобия (LLR) совместно для M-D оставшихся потоков данных и сокращает количество рассматриваемых гипотез для совместного вычисления логарифмического отношения правдоподобия (LLR) посредством выполнения поиска подходящих гипотез с использованием обнаружения сферы списка, метода Монте-Карло с использованием цепей Маркова или какой-либо другой методики поиска.

Для обеих схем обнаружения размерность уменьшается с M до M-D посредством выполнения вычисления логарифмического отношения правдоподобия (LLR) по каждому потоку для D наилучших потоков данных. Сокращение размерности может существенно сократить количество рассматриваемых гипотез для совместного вычисления логарифмического отношения правдоподобия (LLR) для M-D оставшихся потоков данных. Количество гипотез может быть дополнительно сокращено посредством выполнения поиска подходящих гипотез. Эти схемы обнаружения могут использоваться для (1) однопроходного приемника, который выполняет обнаружение и декодирование один раз, и (2) итерационного приемника, который выполняет обнаружение и декодирование итерационно. Эти и другие схемы обнаружения подробно описываются ниже.

Ниже различные аспекты и варианты воплощения изобретения описываются более подробно.

Краткое описание чертежей

Признаки и природа настоящего изобретения станут более понятны из изложенного ниже подробного описания, рассмотренного вместе с чертежами, на которых везде аналогичные символы для ссылок обозначают аналогичные элементы.

Фиг.1 показывает блок-схему передатчика и приемника.

Фиг.2 показывает блок-схему процессора данных передачи и пространственного процессора передачи в передатчике.

Фиг.3 показывает блок-схему пространственного процессора приема и процессора данных приема для однопроходного приемника.

Фиг.4 показывает блок-схему пространственного процессора приема и процессора данных приема для итерационного приемника.

Фиг.5 показывает блок-схему последовательности операций для схемы обнаружения с уменьшенной размерностью.

Фиг.6 показывает устройство для схемы обнаружения с уменьшенной размерностью.

Фиг.7 показывает иллюстративное дерево поиска для обнаружения сферы списка.

Фиг.8 показывает блок-схему последовательности операций для схемы обнаружения с уменьшенным порядком.

Фиг.9 показывает устройство для схемы обнаружения с уменьшенным порядком.

Подробное описание

Слово "иллюстративный" используется здесь в значении "служащий примером, экземпляром или иллюстрацией". Любой вариант воплощения или образец, описанный здесь как "иллюстративный", не должен обязательно рассматриваться как предпочтительный или имеющий преимущества по сравнению с другими вариантами воплощения или образцами.

Описанные здесь методики обнаружения и декодирования могут использоваться для различных систем связи, в которых несколько потоков данных передаются параллельно через канал связи. Например, эти методики могут использоваться для системы с множеством входов и множеством выходов (MIMO) с одним частотным поддиапазоном, для системы MIMO с несколькими поддиапазонами, для системы с множественным доступом с кодовым разделением каналов (CDMA), для системы с множественным доступом с частотным разделением каналов (FDMA), для системы с множественным доступом с временным разделением каналов (TDMA) и так далее. Несколько поддиапазонов могут быть получены с помощью мультиплексирования с ортогональным частотным разделением сигналов (OFDM), множественного доступа с частотным разделением каналов с одной несущей (SC-FDMA) или какой-либо другой методики модуляции. Методики OFDM и SC-FDMA делят всю ширину полосы пропускания системы на несколько (L) ортогональных поддиапазонов, которые также называют поднесущими, тонами и так далее. Каждый поддиапазон имеет отношение к поднесущей, которая может быть независимо модулирована данными. В общем случае символы модуляции отправляют в частотной области с помощью методики OFDM и во временной области с помощью методики SC-FDMA. Для ясности большая часть описания ниже относится к системе MIMO, которая использует методику OFDM.

Фиг.1 показывает блок-схему варианта воплощения передатчика 110 и приемника 150 в системе 100 MIMO. Передатчик 110 оборудован несколькими (T) антеннами, и приемник 150 оборудован несколькими (R) антеннами. Для передачи по нисходящей линии связи (или прямой линии связи) передатчик 110 может являться частью базовой станции, точки доступа, узла B и так далее и может содержать некоторые или все функциональные возможности базовой станции, точки доступа, узла B и так далее. Приемник 150 может являться частью мобильной станции, терминала пользователя, пользовательского оборудования и так далее и может содержать некоторые или все функциональные возможности мобильной станции, терминала пользователя, пользовательского оборудования и так далее. Для передачи по восходящей линии связи (или обратной линии связи) передатчик 110 может являться частью мобильной станции, терминала пользователя, пользовательского оборудования и так далее, и приемник 150 может являться частью базовой станции, точки доступа, узла B и так далее.

В передатчике 110 процессор 120 данных передачи принимает информационные данные от источника 112 данных и обрабатывает (например, форматирует, кодирует, выполняет перемежение и преобразует в символы) информационные данные, чтобы сформировать символы данных, которые являются символами модуляции для информационных данных. Пространственный процессор 130 передачи мультиплексирует символы данных с контрольными символами, которые являются символами модуляции для контрольного сигнала. Контрольный сигнал представляет собой передачу, которая априорно известна и передатчику, и приемнику и также может называться обучающим сигналом, опорным сигналом, преамбулой, пилот-сигналом и так далее. Пространственный процессор 130 передачи выполняет пространственную обработку передатчика и выдает T потоков передаваемых символов T передающим элементам 132a-132t (TMTR). Каждый передающий элемент 132 обрабатывает (например, модулирует с помощью методики OFDM, преобразовывает в аналоговую форму, фильтрует, усиливает и преобразовывает с повышением частоты) свой поток передаваемых символов и формирует модулированный сигнал. T модулированных сигналов из передающих элементов 132a-132t передаются соответственно от антенн 134a-134t.

В приемнике 150 R антенн 152a-152r принимают T модулированных сигналов, и каждая антенна 152 выдает принятый сигнал соответствующему принимающему элементу 154 (RCVR). Каждый принимающий элемент 154 обрабатывает свой принятый сигнал способом, являющимся комплементарным к обработке, выполненной передающими элементами 132, для получения принятых символов, выдает принятые символы для информационных данных пространственному процессору 160 приема и выдает принятые символы для контрольного сигнала процессору 194 канала. Процессор канала 194 оценивает характеристику канала MIMO от передатчика 110 до приемника 150 на основе принятых символов для контрольного сигнала (и, возможно, принятых символов для информационных данных) и выдает оценки канала пространственному процессору 160 приема. Пространственный процессор 160 приема выполняет обнаружение над принятыми символами для информационных данных с помощью оценок канала и выдает мягкие решения, которые могут быть представлены посредством логарифмических отношений правдоподобия (LLR), как описано ниже. Процессор 170 данных приема также обрабатывает (например, выполняет обратное перемежение и декодирует) мягкие решения и выдает декодированные данные приемнику 172 данных. Обнаружение и декодирование могут быть выполнены с одним проходом через процессоры 160 и 170 или итерационно между процессорами 160 и 170.

Приемник 150 может отправить информацию обратной связи, чтобы помочь передатчику 110 в управлении передачей данных приемнику 150. Информация обратной связи может указывать конкретный режим передачи, который следует использовать для передачи, конкретную скорость или формат пакета, которые следует использовать для каждого потока данных, подтверждения (ACK) и/или отрицательные подтверждения (NAK) для пакетов, декодированных приемником 150, информацию о состоянии канала и так далее или любую комбинацию перечисленного. Информация обратной связи обрабатывается (например, кодируется, подвергается перемежению и преобразованию в символы) процессором 180 служебных сигналов передачи, мультиплексируется с контрольными символами и пространственно обрабатывается пространственным процессором 182 передачи и далее обрабатывается передающими элементами 154a-154r, чтобы сформировать R модулированных сигналов, которые передаются через антенны 152a-152r.

В передатчике 110 R модулированных сигналов принимаются посредством антенн 134a-134t, обрабатываются посредством принимающих элементов 132a-132t, пространственно обрабатываются посредством пространственного процессора 136 приема и затем обрабатываются (например, подвергаются обратному перемежению и декодируются) процессором 138 служебных сигналов приема для восстановления информации обратной связи. Контроллер/процессор 140 управляет передачей данных приемнику 150 на основе принятой информации обратной связи. Процессор 144 канала может оценить характеристику канала MIMO от приемника 150 до передатчика 110 и может получить матрицы пространственного отображения, используемые пространственным процессором 130 передачи.

Контроллеры/процессоры 140 и 190 управляют действиями в передатчике 110 и приемнике 150, соответственно. Блоки 142 и 192 памяти хранят данные и программные коды для передатчика 110 и приемника 150 соответственно.

Фиг.2 показывает блок-схему варианта воплощения процессора 120 данных передачи и пространственного процессора 130 передачи в передатчике 110. Для этого варианта воплощения для всех потоков данных используется общая схема кодирования, и для каждого потока данных может использоваться отдельная кодовая скорость и отдельная схема модуляции. Для ясности последующее описание предполагает, что M потоков данных отправляют по M пространственным каналам.

В процессоре 120 данных передачи кодер 220 кодирует информационные данные в соответствии со схемой кодирования и формирует кодовые биты. Схема кодирования может включать в себя сверточный код, турбо-код, код контроля четности с низкой плотностью (LDPC), код циклической проверки избыточности (CRC), блочный код и так далее или их комбинацию. Демультиплексор 222 демультиплексирует (или анализирует) кодовые биты в M потоков и выдает M кодовых битовых потоков M наборам блоков обработки. Каждый набор включает в себя блок 224 перфорации, блок 226 перемежения канала и символьный преобразователь 228. Каждый блок 224 перфорации при необходимости перфорирует (или удаляет) кодовые биты для достижения кодовой скорости, выбранной для его потока, и выдает оставленные кодовые биты соответствующему блоку 226 перемежения канала. Каждый блок 226 перемежения канала перемежает (или изменяет порядок) свои кодовые биты на основе схемы перемежения и выдает биты с перемежением соответствующему символьному преобразователю 228. Перемежение может быть выполнено отдельно для каждого потока данных (как показано на фиг.2) или вместе по некоторым или всем потокам данных (не показано на фиг.2).

Каждый символьный преобразователь 228 преобразовывает свои биты с перемежением в соответствии со схемой модуляции, выбранной для его потока, и выдает поток символов данных {s_m}. Преобразование в символы для потока m может быть достигнуто посредством (1) группирования наборов из Q_m битов для формирования значений, состоящих из Q_m битов, где Q_m≥1, и (2) преобразования каждого значения, состоящего из Q_m битов, в одну из точек в сигнальной совокупности для выбранной схемы модуляции. Каждая преобразованная сигнальная точка является комплексным значением и соответствует символу данных. Символьное преобразование может быть основано на преобразовании с использованием кода Грея или на преобразовании без использования кода Грея. При преобразовании с использованием кода Грея соседние точки в сигнальной совокупности (и в горизонтальном, и в вертикальном направлениях) отличаются только в одной из Q_m битовых позиций. Преобразование с использованием кода Грея сокращает количество ошибок для более вероятных ошибочных событий, которые соответствуют преобразованию принятого символа в местоположение около правильного местоположения, когда только один закодированный бит был обнаружен ошибочно. При преобразовании без использования кода Грея соседние точки могут отличаться более чем в одной битовой позиции. Преобразование без использования кода Грея может привести к большей независимости между закодированными битами и может улучшить производительность для итерационного обнаружения и декодирования.

В пространственном процессоре 130 передачи мультиплексор 230 принимает M потоков символов данных от символьных преобразователей 228a-228m и преобразовывает символы данных и контрольные символы в надлежащие поддиапазоны в каждом периоде символа. Матричный умножитель 232 умножает символы данных и/или контрольные символы для каждого поддиапазона Z на матрицу пространственного отображения и выдает символы передачи для этого поддиапазона. Разные матрицы пространственного отображения могут использоваться для разных режимов передачи, и разные матрицы пространственного отображения могут использоваться для разных поддиапазонов для некоторых режимов передачи, как описано ниже.

Фиг.2 показывает вариант воплощения, в котором для M потоков данных может использоваться общая схема кодирования и отдельные кодовые скорости и схемы модуляции. Разные кодовые скорости могут быть достигнуты для M потоков данных с использованием разных шаблонов перфорации для этих потоков. В другом варианте воплощения для всех потоков данных используется общая схема кодирования и общая кодовая скорость, и для M потоков данных могут использоваться отдельные схемы модуляции. В еще одном варианте воплощения для всех M потоков данных используется общая схема кодирования, общая кодовая скорость и общая схема модуляции. Во еще одном варианте воплощения каждый поток данных обрабатывается на основе схемы кодирования и модуляции, выбранной для этого потока данных. В общем случае для M потоков данных могут использоваться одинаковые или разные схемы кодирования, одинаковые или разные кодовые скорости и одинаковые или разные схемы модуляции. Кроме того, одинаковые или разные схемы кодирования, одинаковые или разные кодовые скорости и одинаковые или разные схемы модуляции могут использоваться по поддиапазонам.

Передатчик 110 обычно кодирует каждый пакет отдельно. В варианте воплощения M потоков данных кодируются совместно, с тем чтобы один пакет мог быть отправлен по нескольким (например, всем M) пространственным каналам. В другом варианте воплощения M потоков данных кодируются независимо, с тем чтобы каждый пакет был отправлен по одному пространственному каналу. В еще одном варианте воплощения некоторые потоки данных кодируются совместно, в то время как остальные потоки данных кодируются независимо.

Для ясности последующее описание предполагает, что по каждому пространственному каналу отправляют один поток данных. Термины "поток данных" и "пространственный канал", таким образом, являются взаимозаменяемыми для большей части описания ниже. Количество потоков данных может быть конфигурируемым и может быть выбрано на основе состояния канала и/или других факторов. Для ясности последующее описание предполагает, что по M пространственным каналам отправляют M потоков данных.

Фиг.3 показывает блок-схему пространственного процессора 160a приема и процессора 170a данных приема для однопроходного приемника. Процессоры 160a и 170a являются вариантом воплощения процессоров 160 и 170 соответственно в приемнике 150 на фиг.1. Для этого варианта воплощения процессоры 160a и 170a выполняют обнаружение и декодирование с одним проходом через каждый из процессоров 160a и 170a.

В пространственном процессоре 160a приема блок 308 вычисления матриц пространственного фильтра принимает оценки канала от процессора 194 канала и выводит матрицы пространственного фильтра на основе оценки канала и матриц пространственного отображения, используемых передатчиком 110, как описано ниже. Детектор 310 MIMO получает принятые символы от R принимающих элементов 154a-154r, оценки канала от процессора 194 канала и матрицы пространственного фильтра от элемента 308. Детектор 310 MIMO выполняет обнаружение, как описано ниже, и выдает K мягких решений для K битовых кодов M символов данных, отправленных в каждом поддиапазоне в каждый период символа, используемый для передачи данных. Мягкое решение представляет собой значение, состоящее из нескольких битов, которое является оценкой переданного кодового бита. Мягкие решения могут быть представлены как логарифмические отношения правдоподобия (LLR) и могут называться внешними логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR). Если M символов данных отправлены в одном поддиапазоне в один период символа, то K может быть вычислено как, где Q_m - количество кодовых битов, используемых для формирования символа данных для потока m. Если для всех M потоков данных используется одна и та же схема модуляции, то K может быть вычислено как K=M∙Q, где Q - количество кодовых битов для каждого символа данных.

В процессоре 170a данных приема блоки 316a-316m обратного перемежения канала принимают внешние логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для M потоков данных. Каждый блок 316 обратного перемежения канала выполняет обратное перемежение внешних логарифмических отношений правдоподобия(LLR) для своего потока способом, являющимся комплементарным перемежению, выполненному блоком 226 перемежения канала для этого потока. Мультиплексор 318 мультиплексирует (или переводит в последовательную форму) логарифмические отношения правдоподобия (LLR) с обратным перемежением от блоков 316a-316m обратного перемежения канала. Декодер 320 декодирует логарифмические отношения правдоподобия (LLR) с обратным перемежением и выдает декодированные данные. Ниже подробно описываются обнаружение и декодирование.

Фиг.4 показывает блок-схему пространственного процессора 160b приема и процессора 170b данных приема для итерационного приемника. Процессоры 160b и 170b являются другим вариантом воплощения процессоров 160 и 170 соответственно в приемнике 150. Для этого варианта воплощения процессоры 160b и 170b выполняют обнаружение и декодирование итерационно.

В пространственном процессоре 160b приема блок 408 выводит матрицы пространственного фильтра на основе оценки канала и матриц пространственного отображения, используемых передатчиком 110. Детектор 410 MIMO получает принятые символы от R принимающих элементов 154a-154r, оценки канала от процессора 194 канала, матрицы пространственного фильтра от блока 408 и априорные логарифмические отношения правдоподобия(LLR) от декодера 420. Априорные LLRs обозначаются как L_a(b_k) и представляют собой априорную информацию от декодера 420. Детектор 410 MIMO выполняет обнаружение, как описано ниже, и выдает K логарифмических отношений правдоподобия (LLR) детектора для K кодовых битов M символов данных, отправленных в каждом поддиапазоне в каждый период символа, используемый для передачи данных. Логарифмические отношения правдоподобия (LLR) детектора обозначаются как L(b_k). K сумматоров 412a-412k вычитают априорные логарифмические отношения правдоподобия (LLR) из логарифмических отношений правдоподобия (LLR) детектора и выдают внешние логарифмические отношения правдоподобия (LLR), которые обозначаются как L_e(b_k). Внешние логарифмические отношения правдоподобия (LLR) представляют собой внешнюю или новую информацию от детектора 410 MIMO для декодера 420.

В процессоре 170b данных приема блок 416 обратного перемежения канала с M потоками выполняет обратное перемежение внешних логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для каждого потока способом, являющимся комплементарным для перемежения, выполненного блоком 226 перемежения канала для этого потока. Блок 416 обратного перемежения канала может включать в себя M блоков 316a-316m обратного перемежения канала, которые показаны на фиг.3. Мультиплексор 418 преобразовывает в последовательную форму логарифмические отношения правдоподобия (LLR) с обратным перемежением, которые обозначаются как . Декодер 420 декодирует логарифмические отношения правдоподобия (LLR) с обратным перемежением и выдает логарифмические отношения правдоподобия (LLR) декодера. Сумматор 422 вычитает логарифмические отношения правдоподобия (LLR) с обратным перемежением из логарифмических отношений правдоподобия (LLR) декодера и выдает априорные логарифмические отношения правдоподобия (LLR), которые представляют собой внешнюю информацию от декодера 420 для детектора 410 MIMO для следующей итерации. Априорные логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для детектора 410 MIMO демультиплексируются в M потоков посредством демультиплексора 424. Блок 426 перемежения канала с M потоками выполняет перемежение априорных логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для каждого потока таким же образом, как выполняется посредством блока 226 перемежения канала для этого потока. Блок 426 перемежения канала может включать в себя M блоков 226a-226m перемежения канала, которые показаны на фиг.2. Блок 426 перемежения канала выдает априорные логарифмические отношения правдоподобия (LLR) с перемежением для следующей итерации детектору 410 MIMO.

Пространственный процессор 160b приема и процессор 170b данных приема могут выполнять любое количество итераций. В варианте воплощения процессоры 160b и 170b выполняют предопределенное количество итераций (например, 4, 6, 8 или более итераций). В другом варианте воплощения процессоры 160b и 170b выполняют одну итерацию, затем проверяют, правильно ли декодирован пакет и/или достаточно ли высок показатель надежности декодера, и выполняют другую итерацию, если пакет декодирован ошибочно или если показатель надежности декодера является низким. Обнаружение ошибок может быть достигнуто с помощью циклического контроля избыточности (CRC) и/или какого-либо другого кода для обнаружения ошибок. Процессоры 160b и 170b могут, таким образом, выполнить фиксированное количество итераций или переменное количество итераций до некоторого максимального количества итераций. Итерационное обнаружение и декодирование подробно описаны.

Принятые символы в приемнике 150 могут быть выражены как:

для l=1,...,L,

Уравнение (1)

где - вектор размерности MЧ1 с M символами данных, отправленными в поддиапазоне l;

- матрица пространственного отображения размерности TЧM, используемая передатчиком 110 для поддиапазона l;

- матрица характеристики канала MIMO размерности RЧT для поддиапазона l;

- действительная матрица характеристики канала MIMO размерности RЧM для поддиапазона l;

- вектор размерности RЧ1 с R принятыми символами для поддиапазона l;

- вектор размерности RЧ1 шума для поддиапазона l.

Можно предположить, что шум является аддитивным белым Гауссовым шумом (AWGN) с нулевым вектором математического ожидания и матрицей ковариации где - дисперсия шума, и I - единичная матрица. Действительная характеристика канала MIMO включает в себя фактическую характеристику канала MIMO и матрицу пространственного отображения, используемую передатчиком 110.

В варианте воплощения детектор MIMO (например, детектор 310 или 410 MIMO) выполняет обнаружение отдельно для каждого поддиапазона на основе принятых символов и оценки канала для этого поддиапазона и, если они имеются, априорных логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для символов данных, отправленных в этом поддиапазоне. В другом варианте воплощения детектор MIMO выполняет обнаружение совместно для нескольких поддиапазонов. Декодер (например, декодер 320 или 420) выполняет декодирование над последовательностью логарифмических отношений правдоподобия (LLR) для пакета, который может быть передан в одном или нескольких поддиапазонах. Для ясности в следующем описании индекс l поддиапазона опускается.

Пакет может быть разделен на несколько блоков, и каждый блок содержит K кодовых битов. K кодовых битов для каждого блока могут быть преобразованы в M символов данных следующим образом:

Уравнение (2)

где - вектор с M символами данных;

- вектор с K кодовыми битами для одного блока;

b _m - вектор с Q_m кодовыми битами, используемыми для формирования символа s_m данных для потока m;

b_m,q, для m=1,..., M и q=1,..., Q_m - бит с порядковым номером q в векторе b _m;

b_k, для k=1,..., K - кодовый бит с порядковым номером k в векторе b.

Существует взаимно-однозначное отображение между заданным битовым вектором b и соответствующим вектором s данных. В общем случае значение Q может являться одинаковым или разным для M символов данных, отправленных в данном поддиапазоне, и значение K может являться одинаковым или разным для L поддиапазонов.

Оптимальный приемник для схемы передачи, которая показана в уравнении (1), является приемником с последовательностью максимального правдоподобия (ML), который выполняет обнаружение и декодирование совместно для всего пакета. Этот оптимальный приемник сделал бы совместные решения на всех битах данных в пакете с использованием знания корреляции, внесенной схемой кодирования по блокам, поддиапазонам и символам OFDM для пакета. Оптимальный приемник выполнил бы полный перебор по всем возможным последовательностям битов данных, которые могли быть переданы для пакета, чтобы найти последовательность, которая наиболее вероятно была передана. Этот оптимальный приемник являлся бы чрезмерно сложным.

Приемник, который выполняет обнаружение и декодирование итерационно, например показанный на фиг.4, может достигнуть почти оптимальной производительности при более низкой сложности. Детектор и декодер вычисляют мягкие решения относительно кодовых битов и итерационно обмениваются этой информацией, что увеличивает надежность мягких решений с количеством выполненных итераций. Детектор MIMO и декодер могут быть реализованы по-разному.

В варианте воплощения детектор MIMO представляет собой детектор с алгоритмом максимальной апостериорной вероятности (MAP), который минимизирует вероятность ошибки для каждого кодового бита и выдает мягкое решение для каждого кодового бита. Детектор с алгоритмом MAP выдает мягкие решения в виде апостериорных вероятностей (APP), которые часто выражаются как логарифмические отношения правдоподобия (LLR). Логарифмическое отношение L(b_k) правдоподобия (LLR) детектора для кодового бита b_k может быть выражено как:

для k=1,...,K,

Уравнение (3)

где - вероятность того, что кодовый бит b_k равен +1 для заданного принятого вектора y; и

- вероятность того, что кодовый бит b_k равен -1 для заданного принятого вектора y.

Логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) детектора может быть разделено на две части следующим образом:

L(b_k)=L_a(b_k)+L_e(b_k),

Уравнение (4)

где L_a(b_k) - априорное логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) для кодового бита b_k, выданное декодером или, возможно, другими источниками детектору MIMO, и L_e(b_k) - внешнее логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) для кодового бита b_k, выданное детектором MIMO декодеру. Априорное логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) для кодового бита b_k может быть выражено как:

Уравнение (5)

где - вероятность того, что кодовый бит b_k равен +1;

- вероятность того, что кодовый бит b_k равен -1.

Детектор с алгоритмом MAP может являться детектором с алгоритмом log-MAP, детектором с алгоритмом max-log-MAP или детектором с алгоритмом MAP какого-либо другого типа. Внешнее логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) от детектора с алгоритмом log-MAP, которое называется логарифмическим отношением правдоподобия (LLR) по алгоритму log-MAP, может быть вычислено как:

Уравнение (6)

где и - векторы, которые гипотетически были переданы;

- вектор со всеми кодовыми битами в векторе за исключением кодового бита b_k,

- вектор с априорными логарифмическими отношениями правдоподобия (LLR) для всех кодовых битов в векторе ;

представляет собой функцию стоимости Евклидова расстояния;

"^T" обозначает транспонирование.

Уравнение (6) показывает одно выражение для внешнего логарифмического отношения правдоподобия (LLR) от детектора с алгоритмом log-MAP. Внешнее логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) также может быть выражено в других видах. Приемник обычно выводит матрицу , которая является оценкой матрицы действительной характеристики канала MIMO, и использует матрицу при вычислении логарифмического отношения правдоподобия (LLR). Для простоты описания предполагается, что нет ошибки оценки канала, то есть .

Уравнение (6) оценивается для каждого кодового бита в переданном битовом векторе . Для каждого кодового бита b_k рассматриваются 2^K гипотетических битовых векторов для всех возможных последовательностей кодовых битов {b₁... b_k} (или всех возможных комбинаций значений кодовых битов), которые могли быть переданы для вектора 2^K-1 гипотетических битовых векторов имеют b_k=+1, и другие 2^K-1 гипотетических битовых векторов имеют b_k=-1. Каждый гипотетический битовый вектор имеет соответствующий гипотетический вектор данных. Выражение внутри суммы вычисляется для каждого гипотетического битового вектора для получения результата для этого битового вектора. Результаты для 2^K-1 гипотетических битовых векторов с b_k=+1 суммируются для получения полного результата для числителя. Результаты для 2^K-1 гипотетических битовых векторов с b_k=-1 суммируются для получения полного результата для знаменателя. Логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) с логарифмической максимальной апостериорной вероятностью (log-MAP) для кодового бита b_k равно натуральному логарифму (ln) от полного результата для числителя, разделенного на полный результат для знаменателя.

Детектор с алгоритмом max-log-MAP приближает логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) по алгоритму max-log-MAP в уравнении (6) и выдает логарифмическое отношение правдоподобия (LLR) по алгоритму max-log-MAP следующим образом:

Уравнение (7)

Приближение по алгоритму max-log-MAP в уравнении (7) заменяет сумми