Обнаружение mimo с подавлением помех у своевременных компонентов сигнала

Обнаружение mimo с подавлением помех у своевременных компонентов сигнала

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Притязание на приоритет по 35 U.S.C. §119

Настоящая заявка на патент притязает на приоритет предварительной заявки США с порядковым номером 60/864557, озаглавленной "Ontime Symbol Level Interference Cancellation", поданной 6 ноября 2006 г., назначенной правопреемнику этой заявки и явно включенной в настоящий документ посредством ссылки.

Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее раскрытие в целом относится к связи, а более конкретно к способам приема передачи в системе со многими входами и многими выходами (MIMO).

Уровень техники

Передача MIMO является передачей от нескольких (М) передающих антенн к нескольким (N) приемным антеннам. Например, передатчик может одновременно передавать M потоков данных из M передающих антенн. Эти потоки данных искажаются беспроводной средой и дополнительно ухудшаются из-за шума и помех. Приемник принимает переданные потоки данных посредством N приемных антенн. Принятый сигнал от каждой приемной антенны содержит масштабированные и запаздывающие версии переданных потоков данных. Переданные потоки данных, соответственно, рассредоточиваются среди N принятых сигналов от N приемных антенн. Приемник может тогда обработать N принятых сигналов с помощью пространственно-временного эквалайзера, чтобы восстановить переданные потоки данных.

Приемник может динамически выводить коэффициенты для пространственно-временного эквалайзера, чтобы учитывать колебания в свойствах сигнала. Эти свойства сигнала могут относиться к статистическим характеристикам канала и помех, пространственно-временной обработке переданных потоков данных и т.д. Выведение коэффициентов эквалайзера требует большого объема вычислений. Обновление этих коэффициентов эквалайзера для соответствия самым быстрым изменениям в свойствах сигнала может привести к очень сложному приемнику. Обновление этих коэффициентов эквалайзера на более низкой скорости может привести к ухудшению производительности.

Поэтому в данной области техники имеется потребность в способах для эффективного приема передачи MIMO.

РАСКРЫТИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В настоящем документе описываются способы для приема передачи MIMO с последовательным подавлением помех (SIC). Приемник может получать принятые данные для передачи MIMO, содержащей несколько кадров. Каждый кадр может отдельно кодироваться передатчиком и может отдельно декодироваться приемником. В одном исполнении приемник может обрабатывать принятые данные на основе входного фильтра, чтобы получить фильтрованные данные. Приемник может дополнительно обрабатывать фильтрованные данные на основе по меньшей мере одной первой матрицы объединителя, чтобы получить обнаруженные данные для первого кадра. Приемник может обрабатывать (например, демодулировать и декодировать) обнаруженные данные для первого кадра, чтобы получить декодированные данные для первого кадра. Приемник может затем обработать фильтрованные данные на основе по меньшей мере одной второй матрицы объединителя и декодированных данных для первого кадра, чтобы подавить помехи из-за первого кадра и получить обнаруженные данные для второго кадра. Приемник может обрабатывать обнаруженные данные для второго кадра, чтобы получить декодированные данные для второго кадра.

Входной фильтр может обрабатывать несвоевременные компоненты сигнала в принятых данных, чтобы получить фильтрованные данные. Каждая матрица объединителя может объединять своевременные компоненты сигнала в фильтрованных данных для разного каналообразующего кода, чтобы получить обнаруженные данные для каналообразующего кода. Своевременные и несвоевременные компоненты сигнала могут различаться на основе времени передачи. На приемнике своевременные компоненты сигнала могут содержать компоненты сигнала, относящиеся к нужному символу, который необходимо восстановить, а также к другим символам, переданным одновременно с нужным символом. Несвоевременные компоненты сигнала могут содержать компоненты сигнала, которые не являются своевременными компонентами сигнала, например компоненты сигнала, относящиеся к другим символам, переданным до и после нужного символа.

Матрицы объединителя могут быть функциями характерной для данных обработки на передатчике. Характерная для данных обработка может основываться на каналообразующих кодах, матрицах передачи, коэффициентах усиления и т.д. Единый входной фильтр может быть выведен и использован для всех каналообразующих кодов, тогда как для каждого каналообразующего кода может быть выведена особая матрица объединителя.

Для своевременного SIC помехи из-за своевременных компонентов сигнала в первом кадре могут оцениваться и подавляться в фильтрованных данных. Входной фильтр может обрабатывать принятые данные один раз, чтобы получить фильтрованные данные, и для каждого кадра может быть выведено отличное множество матриц объединителя и использовано для объединения фильтрованных данных, чтобы получить обнаруженные данные для этого кадра. Для полного SIC помехи из-за первого кадра для всей продолжительности входного фильтра могут оцениваться и подавляться в принятых данных, чтобы получить входные данные. Для второго кадра входной фильтр может обновляться, и входные данные могут обрабатываться с помощью обновленного входного фильтра, чтобы получить фильтрованные данные для второго кадра. Разное множество матриц объединителя может быть выведено для каждого кадра и использовано для объединения фильтрованных данных для этого кадра, чтобы получить обнаруженные данные для кадра.

Качество принятого сигнала у первого кадра может оцениваться на основе матрицы передачи для первого и второго кадров и предположения об отсутствии подавления помех в каком бы то ни было кадре. Качество принятого сигнала у второго кадра может оцениваться на основе измененной матрицы передачи, имеющей столбец, соответствующий первому кадру, установленный в ноль, и предположения о подавлении помех из-за своевременных компонентов сигнала в первом кадре.

Далее более подробно описываются различные особенности и признаки раскрытия изобретения.

КРАТКОЕ ОПИСАНИЕ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг.1 показывает блок-схему передатчика и приемника.

Фиг.2 иллюстрирует передачу MIMO-CDM.

Фиг.3 показывает блок-схему модулятора CDMA на передатчике.

Фиг.4 показывает исполнение приемника без SIC.

Фиг.5A показывает исполнение приемника с полным SIC.

Фиг.5B показывает исполнение приемника со своевременным SIC.

Фиг.5C показывает другое исполнение приемника со своевременным SIC.

Фиг.6 показывает процесс для восстановления передачи MIMO без SIC.

Фиг.7 показывает процесс для восстановления передачи MIMO с помощью SIC.

ОСУЩЕСТВЛЕНИЕ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Описываемые в настоящем документе способы обработки на приемнике могут использоваться для различных систем связи, например систем множественного доступа с кодовым разделением каналов (CDMA), систем множественного доступа с временным разделением каналов (TDMA), систем множественного доступа с разделением каналов по частоте (FDMA), систем с ортогональным FDMA (OFDMA), систем FDMA с одной несущей (SC-FDMA) и т.д. Система CDMA использует мультиплексирование с кодовым разделением (CDM) и передает символы модуляции параллельно, используя разные каналообразующие коды. Система CDMA может реализовывать технологию радиосвязи, например широкополосный CDMA (W-CDMA), cdma2000 и т.д. CDMA2000 охватывает стандарты IS-2000, IS-856 и IS-95. Система TDMA может реализовывать технологию радиосвязи, такую как глобальная система мобильной связи (GSM). W-CDMA и GSM описываются в документах от организации, именуемой "Проект Партнерства Третьего Поколения" (3GPP). CDMA2000 описывается в документах от организации, именуемой "Второй Проект Партнерства Третьего Поколения" (3GPP2). Документы 3GPP и 3GPP2 являются общедоступными. Система OFDMA использует мультиплексирование с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM) и передает символы модуляции в частотной области на ортогональных поднесущих. Система SC-FDMA использует мультиплексирование с разделением по частоте на одной несущей (SC-FDM) и передает символы модуляции во временной области на ортогональных поднесущих.

Описываемые в настоящем документе способы также могут использоваться для передач MIMO по нисходящей линии связи, а также восходящей линии связи. Нисходящая линия связи (или прямая линия связи) относится к линии связи от базовых станций к беспроводным устройствам, а восходящая линия связи (или обратная линия связи) относится к линии связи от беспроводных устройств к базовым станциям. Для ясности ниже описываются способы для передачи MIMO в системе CDMA, которая может реализовывать W-CDMA, cdma2000 или какую-нибудь другую технологию радиосвязи CDMA.

Фиг.1 показывает блок-схему передатчика 110 и приемника 150 для передачи MIMO. Для передачи по нисходящей линии связи передатчик 110 является частью базовой станции, а приемник 150 является частью беспроводного устройства. Для передачи по восходящей линии связи передатчик 110 является частью беспроводного устройства, а приемник 150 является частью базовой станции. Базовая станция является, как правило, стационарной станцией, которая взаимодействует с беспроводными устройствами и также может называться Узлом B, усовершенствованным Узлом B, точкой доступа и т.д. Беспроводное устройство может быть стационарным или мобильным и также может называться пользовательским оборудованием (UE), мобильной станцией, терминалом, станцией, абонентским модулем и т.д. Беспроводное устройство может быть сотовым телефоном, персональным цифровым помощником (PDA), беспроводным модемом, переносным компьютером, карманным устройством и т.д.

На передатчике 110 процессор 112 передаваемых данных (TX Data Proc) принимает данные трафика и сигнализацию, обрабатывает (например, кодирует, перемежает и посимвольно преобразует) принятые данные и выдает символы данных. Процессор 112 также формирует и мультиплексирует пилот-символы с символами данных. При использовании в данном документе символ данных является символом для данных трафика или сигнализации, пилот-символ является символом для пилот-сигнала, и символ обычно является комплексной величиной. Символы данных и пилот-символы могут быть символами модуляции из схемы модуляции, например PSK или QAM. Пилот-сигнал является данными, которые заранее известны как передатчику, так и приемнику. MIMO-процессор 114 передачи выполняет пространственную или пространственно-временную обработку над данными и пилот-символами, как описывается ниже, и выводит выходные символы в несколько (M) модуляторов 116a - 116m CDMA. Каждый модулятор 116 CDMA обрабатывает его выходные символы, как описывается ниже, и выдает выходные элементарные посылки ассоциированному блоку 118 передатчика (TMTR). Каждый блок 118 передатчика обрабатывает (преобразует в аналоговую форму, усиливает, фильтрует и преобразует с повышением частоты) его выходные элементарные посылки и формирует модулированный сигнал. M модулированных сигналов от M блоков 118a - 118m передатчиков передаются из M антенн 120a - 120m соответственно.

На приемнике 150 несколько (N) антенн 152a - 152n принимают переданные сигналы через различные трассы распространения в беспроводной среде и выдают N принятых сигналов N блокам 154a - 154n приемников (RCVR) соответственно. Каждый блок 154 приемника обрабатывает (например, фильтрует, усиливает, преобразует с понижением частоты и оцифровывает) его принятый сигнал и выдает принятые выборки канальному процессору 156 и эквалайзеру/демодулятору (Demod) 160 CDMA. Процессор 156 выводит коэффициенты для входного фильтра/эквалайзера и коэффициенты для одной или нескольких матриц объединителя, как описывается ниже. Блок 160 выполняет коррекцию над принятыми выборками с помощью входного фильтра, выполняет демодуляцию CDMA над отфильтрованными выборками и выдает отфильтрованные символы. MIMO-процессор 170 приема (RX) объединяет фильтрованные символы по пространственному измерению и выдает обнаруженные символы, которые являются оценками переданных символов данных. Процессор 172 принимаемых данных обрабатывает (например, посимвольно восстанавливает, устраняет перемежение и декодирует) обнаруженные символы и выдает декодированные данные. В общем, обработка эквалайзером/демодулятором 160 CDMA, MIMO-процессором 170 приема и процессором 172 принимаемых данных является комплементарной к обработке модулятором 116 CDMA, MIMO-процессором 114 передачи и процессором 112 передаваемых данных соответственно на передатчике 110.

Контроллеры/процессоры 130 и 180 руководят работой различных блоков обработки на передатчике 110 и приемнике 150 соответственно. Запоминающие устройства 132 и 182 хранят данные и программные коды для передатчика 110 и приемника 150 соответственно.

Фиг.2 иллюстрирует передачу MIMO-CDM. Для CDM вплоть до C символов могут быть отправлены одновременно через одну передающую антенну с помощью C каналообразующих кодов, где в общем случае C≥1. Эти каналообразующие коды могут быть ортогональными кодами с переменным коэффициентом расширения (OVSF) в W-CDMA, кодами Уолша в cdma2000, другими ортогональными кодами или квазиортогональными кодами, псевдослучайными кодами и т.д. Каждый каналообразующий код является особой последовательностью элементарных посылок. Количество элементарных посылок в последовательности является длиной или коэффициентом расширения с помощью каналообразующего кода. В общем, для каждой передающей антенны может использоваться любое множество из одного или нескольких каналообразующих кодов, и каналообразующие коды могут обладать одинаковыми или разными коэффициентами расширения. Для простоты нижеследующее описание допускает, что каналообразующие коды обладают одинаковым коэффициентом расширения. Одно и то же множество из C каналообразующих кодов может повторно использоваться для каждой из M передающих антенн. Для MIMO вплоть до M символов могут быть отправлены одновременно через M передающих антенн. Для MIMO-CDM вплоть до C·M символов могут быть отправлены одновременно через M передающих антенн с помощью C каналообразующих кодов. Обработка MIMO может выполняться отдельно для каждого из C каналообразующих кодов. Обработка MIMO выполняется на всех M передающих антеннах для каждого каналообразующего кода. Обработка CDM может выполняться отдельно для каждой из M передающих антенн. Обработка CDM выполняется для всех C каналообразующих кодов для каждой передающей антенны.

Фиг.3 показывает блок-схему модулятора 116 CDMA для одной передающей антенны m, где m∈{1,…,M}. Модулятор 116 CDMA может использоваться для каждого из модуляторов 116a - 116m CDMA на фиг.1. Модулятор 116 CDMA включает в себя процессор 310 данных для каждого каналообразующего кода, используемый для данных трафика и/или сигнализации, и процессор 320 пилот-сигнала для пилот-сигнала.

В процессоре 310 данных блок 312 расширения расширяет выходные символы d _m,c(s) для данных с помощью каналообразующего кода c, имеющего последовательность элементарных посылок v _c(k), где s - индекс символа, а k - индекс элементарной посылки. Умножитель 314 масштабирует результат из блока 312 расширения с помощью коэффициента g _m,c усиления и выдает элементарные посылки данных для каналообразующего кода c. В процессоре 320 пилот-сигнала блок 322 расширения расширяет выходные символы d _m,p(s) для пилот-сигнала с помощью каналообразующего кода p для пилот-сигнала. Умножитель 324 масштабирует результат из блока 322 расширения с помощью коэффициента g _m,p усиления и выдает элементарные посылки пилот-сигнала. Коэффициенты g _m,c и g _m,p усиления определяют величину мощности передачи, используемую соответственно для каналообразующего кода c и пилот-сигнала. Сумматор 330 суммирует элементарные посылки данных и пилот-сигнала для всех каналообразующих кодов. Скремблер 332 умножает результат сумматора 330 на последовательность p(k) скремблирования для передатчика 110 и выдает выходные элементарные посылки y _m(k) для передающей антенны m.

В общем, любое количество и любые коды из C каналообразующих кодов могут использоваться для каждой из M передающих антенн. В одном исполнении одинаковый каналообразующий код используется для пилот-сигнала для всех M передающих антенн. В другом исполнении M каналообразующих кодов используются для пилот-сигнала для M передающих антенн, и оставшиеся C-M каналообразующих кодов могут повторно использоваться для каждой из M передающих антенн. Одна и та же последовательность скремблирования может использоваться для всех M передающих антенн, как показано на фиг.3. В качестве альтернативы, для каждой передающей антенны может использоваться разная последовательность скремблирования. Расширение спектра и скремблирование также могут выполняться другими способами.

Канал MIMO образуется средой распространения между M передающими антеннами на передатчике 110 и N приемными антеннами на приемнике 150. L символов данных могут отправляться параллельно из M передающих антенн для каждого каналообразующего кода, где 1≤L≤min{M,N}. Приемник 150 может оценивать производительность (например, пропускную способность) канала MIMO для разных значений L (и по возможности разных матриц/векторов передачи) и может выбирать значение L (и матрицу/вектор передачи), которое обеспечивает наилучшую производительность.

Передатчик 110 может выполнять пространственную обработку на передатчике для каждого каналообразующего кода c в каждом периоде s символа следующим образом:

d _c(s)= B _c b _c(s), для c=1,…,C, Ур. (1)

где b _c(s)=[ b _1,c(s) b _2,c(s) … b _L,c(s)]^T - вектор L×1 символов данных,

B _c - матрица M×L передачи для каналообразующего кода c,

d _c(s)=[ d _1,c(s) d _2,c(s) … b _M,c(s)]^T - вектор M×1 выходных символов, и

“ ^T ” обозначает транспозицию.

Каждый элемент в b _c(s) может соответствовать разному потоку данных. Потоки данных могут иметь разные коэффициенты усиления, и в этом случае матрица B _c может иметь разные столбцовые нормы для разных потоков данных. Уравнение (1) показывает пространственное кодирование с помощью B _c. Также может выполняться пространственно-временное кодирование, например пространственно-временное разнесение передачи (STTD), но оно не показано в уравнении (1).

Разные матрицы передачи могут использоваться для разных режимов MIMO, например разнесение передачи замкнутого цикла (CLTD), регулирование скорости передачи данных по каждой антенне (PARC), пространство-время, с разделением на уровни лабораторией Белла повторным использованием кода (CRBLAST), адаптивный массив двойной передачи (D-TxAA) и т.д. Таблица 1 перечисляет некоторые режимы MIMO и для каждого режима предоставляет L, M, B _c и источник символов данных. В Таблице 1 B _cltd может быть вектором 2×1, выбранным из множества . B _d-txaa может быть матрицей 2×2, выбранной из множества . I - единичная матрица с единицами по диагонали и нулями в других местах.

Таблица 1
Режим MIMO	L	M	B c	Источник символов данных
CLTD	1	2	B c =B cltd	От единственного кодированного кадра
PARC	L = M	≥ 2	B c =I	От L разных кодированных кадров
CRBLAST	L = M	≥ 2	B c =I	От единственного кодированного кадра
D-TXAA	L = M	= 2	B c =B d-txaa	От вплоть до L кодированных кадров

Кадр также может называться пакетом, транспортным блоком, блоком данных, кодовым словом, потоком, потоком данных, пространственным потоком и т.д. Кадр может отдельно кодироваться передатчиком 110 и отдельно декодироваться приемником 150.

Передатчик 110 может выполнять обработку CDMA для каждой передающей антенны m в каждом периоде s символа следующим образом:

где период s символа, соответствующий периоду k элементарной посылки, задается с помощью . Коэффициент g _m,c усиления может быть установлен равным нулю для каждого каналообразующего кода, который не используется.

Если используются каналообразующие коды с разными коэффициентами расширения, то обработка CDMA для передающей антенны m может быть выражена в виде:

где C_c - коэффициент расширения с помощью каналообразующего кода c, и

N_pc - количество каналообразующих кодов, используемых для передающей антенны m.

Для простоты нижеследующее описание допускает, что для каждой передающей антенны используются каналообразующие коды с коэффициентом C расширения. В уравнении (2) выходной символ d _m,c(s) расширяется с помощью каналообразующего кода c, имеющего коэффициент C расширения, и масштабируется на коэффициент g _m,c усиления для получения элементарных посылок данных. Расширение спектра достигается путем дублирования выходного символа C раз и умножения C дублированных выходных символов на C элементарных посылок каналообразующего кода c. Элементарные посылки данных и пилот-сигнала для всех C каналообразующих кодов суммируются и дополнительно скремблируются с помощью последовательности p(k) скремблирования для получения выходных элементарных посылок y _m(k) для передающей антенны m. Такая же обработка CDMA выполняется для каждой из M передающих антенн.

Принятые выборки на приемнике 150 в каждом периоде k элементарной посылки могут быть выражены в виде:

где y (k) - вектор T×1 выходных элементарных посылок, где T описывается ниже,

H - матрица R×T характеристик канала, где R описывается ниже,

x (k) - вектор R×1 принятых выборок, и

n (k) - вектор R×1 помех.

Приемник 150 может оцифровать принятый сигнал от каждой приемной антенны на большей в K раз скорости следования элементарных посылок, где K - фактор супердискретизации и в общем случае K≥1. В каждом периоде k элементарной посылки приемник 150 может получать E·K выборок от каждого приемника 154 и формировать x (k) путем накопления N·E·K выборок от N приемников 154a - 154n. E - длина входного эквалайзера в приемнике 150, в количестве элементарных посылок. В общем, E≥1 и может выбираться на основе компромисса между сложностью приемника и производительностью. x (k) включает в себя R принятых выборок от N приемных антенн для E периодов элементарных посылок, где R=N·E·K.

Матрица H содержит импульсные характеристики канала во временной области для всех пар передающих и приемных антенн. Как показано на фиг.1, имеется канал распространения между каждой передающей антенной и каждой приемной антенной или всего M·N каналов распространения между M передающими антеннами и N приемными антеннами. Каждый канал распространения обладает индивидуальной импульсной характеристикой, определенной беспроводной средой. Характеристика канала с одним входом и многими выходами (SIMO) между каждой передающей антенной m и N приемными антеннами может быть задана с помощью R×T_m подматрицы H _m. Количество строк в H _m определяется количеством вхождений в x (k). Количество столбцов в H _m определяется длиной E эквалайзера, а также продолжительностью импульсных характеристик между передающей антенной m и N приемными антеннами. T_m может задаваться следующим образом:

где - продолжительность импульсной характеристики между передающей антенной m и приемной антенной n, в количестве элементарных посылок, и   обозначает оператор верхнего значения.

Матрица H состоит из M подматриц H _m, для m=1,…,M, следующим образом:

H имеет размерность R×T, где T=T₁+T₂+…+T_M.

Вектор y (k) состоит из M субвекторов y _m(k), для m=1,…,M, для M передающих антенн. Каждый субвектор y _m(k) включает в себя T_m выходных элементарных посылок от одной передающей антенны m, центрированных в периоде k элементарной посылки. Вектор y (k) и субвектор y _m(k) могут быть выражены в виде:

Уравнение (3) также может быть выражено в виде:

Для показанной в уравнении (7) модели в каждом периоде k элементарной посылки T_m выходных элементарных посылок отправляются из каждой передающей антенны m и через канал SIMO с характеристикой H _m к N приемным антеннам. Принятые выборки в x (k) включают в себя вклады от всех M передающих антенн. x (k), y (k) и H могут быть относительно большими. В качестве примера, с M=2, N=2, K=2, E=20, T=48 и R=80 y (k) может быть вектором 48×1, H может быть матрицей 80×48 и x (k) может быть вектором 80×1.

Шум может предполагаться в виде стационарного комплексного случайного вектора с

где E { } - операция математического ожидания, 0 - вектор из всех нулей, R _nn - ковариационная матрица R×R шума, и “ ^H ” обозначает сопряженную транспозицию. Уравнения (8) и (9) указывают, что шум имеет нулевое среднее и ковариационную матрицу R _nn.

Приемник 150 может восстанавливать символы данных в b _c(s) для каждого каналообразующего кода c путем фильтрации принятых выборок в x (k) с набором из L фильтров для каналообразующего кода c и затем сужения по спектру и дескремблирования отфильтрованных выборок следующим образом:

W _c - общий фильтр R×L для каналообразующего кода c,

- вектор L×1 обнаруженных символов и является оценкой b _c(s), и

“ * ” обозначает комплексно сопряженное число.

Θ _c(s) - вектор T×1 суженных по спектру символов для каналообразующего кода c и получается на основе переданных элементарных посылок. n _c(s) - вектор R×1 помех для каналообразующего кода c после дескремблирования и сужения по спектру. n _c(s) сохраняет статистику n (k), которые являются независимыми от каналообразующего кода c. - вектор R×1 суженных по спектру символов для каналообразующего кода c и получается на основе принятых выборок. W _c включает в себя набор из L фильтров для каналообразующего кода c. Уравнение (10) указывает, что обработка с W _c может равноценно выполняться на суженных по спектру символах в вместо принятых выборок в x (k).

Фильтр W _c может быть фильтром Винера, который может получаться как:

- матрица R×M, содержащая M "своевременных" столбцов из H , и

G _c - матрица M×M усилений для каналообразующего кода c.

В уравнении (15) F - относительно большая матрица R×M, которая не зависит от каналообразующего кода. В уравнении (16) Δ _c - небольшая матрица M×L, которая содержит все зависимые от кода матрицы в W _c. Выведение уравнений с (14) по (18) подробно описывается в принадлежащей тому же правообладателю заявке на патент США с порядковым номером 11/564261, озаглавленной "Multi-Stage Receiver for Wireless Communication", поданной 28 ноября 2006 г.

Уравнения с (10) по (18) указывают, что обработка на приемнике 150 может выполняться в два этапа. Первый этап фильтрует принятые выборки x (k) с помощью входного фильтра F , который не зависит от каналообразующего кода, и дополнительно суживает по спектру и дескремблирует фильтрованные выборки для получения фильтрованных символов. Один входной фильтр может использоваться для всех каналообразующих кодов. Второй этап объединяет фильтрованные символы с матрицей Δ _c объединителя для каждого каналообразующего кода c, чтобы получить обнаруженные символы для этого каналообразующего кода. Входной фильтр и матрицы объединителя могут обновляться отдельно на одинаковой скорости или разных скоростях.

Многоэтапная обработка на приемнике может выполняться различными способами. В нижеследующем описании пилот-символы предполагаются отправляемыми с помощью матрицы B _c= I передачи и с использованием одного и того же каналообразующего кода p для каждой из M передающих антенн. Пилот-символы также предполагаются некоррелированными или ортогональными, чтобы , где b _p(s) - вектор M×1 пилот-символов, отправленных из M передающих антенн в периоде s символа.

В одном исполнении приемника входной фильтр F выводится и используется для первого этапа (например, для блока 160 на фиг.1) и матрица Δ _c объединителя вычисляется для каждого каналообразующего кода и используется для второго этапа (например, для блока 170 на фиг.1).

Для обучения на уровне символа фильтр может быть выведен на основе суженных по спектру пилот-символов, используя критерий наименьших квадратов следующим образом:

где - вектор R×1 суженных по спектру пилот-символов, и

W _p - матрица R×M фильтра, выведенная на основе пилот-символов.

W _p может выводиться с помощью обучения на уровне символа следующим образом. Суженные по спектру пилот-символы могут получаться из принятых выборок, как показано в уравнении (13), хотя и с помощью каналообразующего кода p пилот-сигнала вместо каналообразующего кода c. R×R векторное произведение может быть вычислено и усреднено на достаточном количестве пилот-символов. R×M векторное произведение также может быть вычислено и усреднено. W _p затем может быть вычислено на основе двух усредненных векторных произведений.

Для обучения на уровне элементарной посылки фильтр может быть выведен на основе принятых выборок, используя критерий наименьших квадратов следующим образом:

где b _p·v _p (s)·p(k) - вектор M×1 элементарных посылок пилот-сигнала, полученный путем расширения спектра и скремблирования пилот-символов.

W _p может выводиться с помощью обучения на уровне элементарной посылки следующим образом. R×R векторное произведение x (k) x ^H(k) может быть вычислено на основе принятых выборок и усреднено на достаточном количестве пилот-символов. R×M векторное произведение x (k)·v _p (s)·p(k) также может быть вычислено и усреднено. W _p затем может быть вычислено на основе двух усредненных векторных произведений. W _p также может выводиться на основе рекурсивного метода наименьших квадратов (RLS), блочного метода наименьших квадратов или других способов, известных в данной области техники.

Входной фильтр F может выводиться следующим образом:

G _p - матрица M×M усилений для пилот-сигнала.

Матрица Δ _c объединителя может выводиться следующим образом:

Как показано в уравнении (23), матрица Δ _c объединителя для каждого каналообразующего кода c может выводиться на основе P _p, матриц G _p и G _c усилений для пилот-сигнала и данных и матрицы B _c передачи для каналообразующего кода c. также называется отношением трафика к пилот-сигналу и может быть известно (например, посредством сигнализации) или оценено приемником. Обычно достаточно оценить отношение трафика к пилот-сигналу и G _p и G _c не нужно оценивать отдельно.

Приемник 150 может восстанавливать символы данных в b _c (s) следующим образом:

В уравнении (24) приемник 150 может фильтровать принятые выборки x (k) с помощью входного фильтра F , затем сузить по спектру и дескремблировать фильтрованные выборки для каждого каналообразующего кода c и затем объединить фильтрованные символы для каждого каналообразующего кода с матрицей Δ _c объединителя. В уравнении (25) приемник 150 может сузить по спектру и дескремблировать принятые выборки для каждого каналообразующего кода c, затем отфильтровать суженные по спектру символы для каждого каналообразующего кода с помощью входного фильтра F , а затем объединить фильтрованные символы для каждого каналообразующего кода c с матрицей Δ _c объединителя.

В другом исполнении приемника W _p используется в качестве входного фильтра для первого этапа. Матрица D _c объединителя вычисляется для каждого каналообразующего кода c и используется для второго этапа.

Фильтрованные символы, полученные с помощью W _p, могут быть выражены в виде:

z _c(s) - вектор M×1 фильтрованных символов для каналообразующего кода c.

Символы данных в b _c(s) могут быть получены следующим образом:

где D _c - матрица M×L объединителя для каналообразующего кода c.

Матрица D _c объединителя может выводиться на основе критерия минимальной среднеквадратической ошибки (MMSE) следующим образом:

Как показано в уравнении (27), M×L матрица A _c может вычисляться для каждого каналообразующего кода c на основе (i) матрицы A _p, оцененной из пилот-символов или элементарных посылок и применимой для всех каналообразующих кодов, и (ii) отношения трафика к пилот-сигналу и матрицы B _c передачи, которые специфичны для каналообразующего кода c. Как показано в уравнении (30), матрица D _c объединителя может вычисляться для каждого каналообразующего кода c на основе (i) ковариационной матрицы R _nn,p шума, которая применима для всех каналообразующих кодов, и (ii) матрицы A _c, вычисленной для каналообразующего кода c.

Матрица D _c объединителя также может оцениваться для каждого каналообразующего кода c следующим образом: