Способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов

Способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Изобретение относится к измерительной технике и может быть использовано в радиотехнике для определения азимутального и угломестного направлений на источники многолучевых радиосигналов в условиях априорной неопределенности относительно числа лучей, поляризационных и пространственных параметров радиосигналов, шумов и помех.

Многолучевое распространение радиоволн представляет серьезную проблему при определении углов прихода и приводит к возникновению больших ошибок оценивания местоположения источника излучения.

Достижение теоретически предельной точности пространственной локализации источников радиоизлучений в условиях многолучевого распространения радиоволн с неизвестным числом лучей ограничивается существенной априорной неопределенностью относительно параметров радиосигналов и несовершенством известных способов их обработки. Известные способы в настоящее время, как правило, не определяют число лучей падающего поля и не учитывают при их селекции на фоне шумов и помех все возможные физические признаки радиосигналов: поляризационные, пространственные, временные (частотные) или корреляционные (определяемые формой сигнала).

Технологии пространственной локализации, учитывающие поляризацию радиосигналов, не получили достаточного распространения, несмотря на то что при различии сигналов отдельных лучей многолучевого поля по поляризации появляется возможность разделения лучей даже в случае совпадения направлений их прихода.

Известен способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов [1], включающий преобразование входных сигналов, принятых отдельными элементами антенной решетки, в цифровые данные, формирование оценочной ковариационной матрицы цифровых данных, разложение сформированной матрицы по собственным векторам, преобразование полученного разложения с использованием комплексной двухкомпонентной фазирующей функции с компонентами, описывающими возможные направления прихода сигнала с двумя ортогональными поляризациями, согласно одному из класса сверхразрешающих алгоритмов, основанных на анализе собственных значений, для определения направлений на источники, сигналы которых содержатся в цифровых данных.

В основе построения класса сверхразрешающих алгоритмов, основанных на анализе собственных значений соответствующих матриц, к которым принадлежат алгоритмы классификации MUSIC (multiple signal classification), EV (eigenvector) и др. [1], закладываются предположения о некоррелированности принимаемых сигналов. В связи с этим описанный способ теряет свою эффективность при решении задачи пеленгования когерентных сигналов близко расположенных источников. Другим недостатком данного способа является невозможность однозначного разделения собственных значений ковариационной матрицы на сигнальные и шумовые, что приводит к неоднозначности результатов и ошибкам пеленгования.

Известен способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов [2], свободный от этих недостатков и принятый за прототип. Согласно этому способу:

1. Принимают многолучевые радиосигналы многоэлементной антенной решеткой.

2. Синхронно преобразуют ансамбль принятых сигналов x_n(t), зависящих от времени и номера антенного элемента, в цифровые сигналы x_n(z), где z - номер временного отсчета сигнала.

3. Преобразуют цифровые сигналы x_n(z) в сигнал комплексного амплитудно-фазового распределения (АФР) , описывающий распределение амплитуд и фаз на элементах решетки. Запоминают сигнал .

4. Преобразуют сигнал АФР по алгоритму псевдообращения в сигнал комплексного углового спектра , где - предварительно сформированный и запомненный сигнал комплексной фазирующей функции, зависящий от заданной частоты приема и описывающий возможные направления прихода сигнала от каждого потенциального источника, - матрица, эрмитово сопряженная с .

5. Используя сигнал в качестве начального приближения, итерационно формируют зависящие от предыдущего решения взвешивающий сигнал p<1, - m-й элемент вектора , ε - малое число, k=1, 2, … - номер итерации, и сигнал очередного приближения углового спектра , где γ - параметр регуляризации, до тех пор, пока энергия разности текущего и запомненного предыдущего угловых спектров не достигнет заданного малого значения.

6. По локальным максимумам углового спектра мощности определяют азимут α и угол места β каждого луча приходящего сигнала.

Способ-прототип относится к классу итерационных способов (способов последовательных приближений) восстановления изображений с регуляризацией, в которых по известному приближению ищется следующее, более точное приближение. Совокупность описанных операций может рассматриваться как адаптивная коррекция искомого изображения (углового спектра) с нелинейной обратной связью по полезному сигналу. На отдельной итерации, включающей операции восстановления текущего углового спектра, основополагающими являются операции, реализующие нелинейное преобразование сигналов. При этом производится нелинейная фильтрация сигнала, измеренного АФР фильтром, характеристика которого зависит от результата, полученного на предыдущей итерации , и значения параметра регуляризации γ.

Способ-прототип реализует достаточно эффективный способ пеленгования, предусматривающий формирование распределения энергии многолучевых радиосигналов по пространству с повышенной разрешающей способностью. Однако данный способ ориентирован на обработку электромагнитного поля заданной поляризации, определяемой типом антенного элемента, например горизонтально или вертикально расположенными электрическими вибраторами. При этом комплексная фазирующая функция описывает возможные направления прихода сигнала от каждого потенциального источника на заданной частоте приема и не зависит от поляризации пеленгуемых радиосигналов, что следует из выражения для ее n-ой составляющей

,

где r_n, z_n, α_n - цилиндрические координаты n-ой антенны решетки, m - номер узла сетки наведения по азимуту α и углу места β, λ - длина волны, соответствующая заданной частоте приема.

Изменение ожидаемой поляризации пеленгуемого радиосигнала, например линейной вертикальной (при использовании вертикально расположенных электрических вибраторов) на круговую, приводит к потере чувствительности способа-прототипа на 3 дБ. Однако при пеленговании сигналов неизвестной поляризации способ-прототип, ориентированный на обработку электромагнитного поля определенной поляризации, дает большие погрешности пеленгования в случае, если поляризационные характеристики антенн пеленгационной решетки не согласованы с поляризацией падающих волн или антенны решетки расположены вблизи отражателей, которые могут изменить поляризацию. В связи с этим учет поляризации является необходимым условием для получения точных результатов пеленгования в сложных условиях многолучевого распространения радиоволн и при размещении антенной решетки пеленгатора на подвижных платформах (например, автомобилях, кораблях, самолетах).

Техническим результатом изобретения является повышение точности пространственной локализации источников многолучевых радиосигналов в условиях априорной неопределенности относительно лучевой структуры, поляризационных и пространственных параметров радиосигналов, шумов и помех.

Повышение точности пространственной локализации источников многолучевых радиосигналов достигается за счет:

расширения поля физических признаков радиосигналов, используемых при локализации источников многолучевого произвольно поляризованного поля;

применения новых поляризационно-независимых операций обработки принимаемых радиосигналов, обеспечивающих определение числа лучей и направлений прихода каждого луча локализуемых радиосигналов благодаря согласованию принятого многолучевого произвольно поляризованного радиосигнала и двухкомпонентной поляризационно-зависимой фазирующей функции.

Технический результат достигается тем, что в способе поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов, включающем прием многолучевых радиосигналов многоэлементной антенной решеткой, синхронное преобразование ансамбля принятых радиосигналов, зависящих от времени и номера антенного элемента, в цифровые сигналы, преобразование цифровых сигналов в сигнал комплексного амплитудно-фазового распределения , описывающий распределение амплитуд и фаз на элементах решетки, и его запоминание, согласно изобретению формируют и запоминают сигнал комплексной двухкомпонентной фазирующей функции с компонентами и описывающими возможные направления прихода сигнала от каждого потенциального источника на заданной частоте приема с горизонтальной и вертикальной поляризациями, преобразуют сигнал комплексного амплитудно-фазового распределения по алгоритму псевдообращения в сигнал двухкомпонентного комплексного углового спектра , где и - сигналы горизонтальной и вертикальной компонент комплексного углового спектра, - сигнал, эрмитово сопряженный с сигналом , сигнал запоминают и используют в качестве начального приближения, а также итерационно формируют зависящий от предыдущего решения взвешивающий сигнал p<1, и - m-е элементы компонент и сигнала , k=1, 2, … - номер итерации, и сигнал очередного приближения двухкомпонентного комплексного углового спектра , где γ - параметр регуляризации, I - единичная матрица, до тех пор, пока энергия разности сигналов текущего и запомненного предыдущего угловых спектров не достигнет заданного малого значения, после чего по локальным максимумам суммарного углового спектра мощности текущего двухкомпонентного комплексного углового спектра определяют азимуты α и углы места β выделенных лучей.

Операции способа поясняются следующими чертежами:

фиг.1 - структурная схема устройства поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов;

фиг.2 - результаты моделирования процесса поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов.

Способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов осуществляется следующим образом:

1. Принимают многолучевые радиосигналы антенной решеткой из N+1 элементов и формируют ансамбль сигналов x_n(t), зависящих от времени t и номера антенного элемента n=0, …, N.

2. Синхронно преобразуют ансамбль принятых радиосигналов x_n(t) в цифровые сигналы x_n(z), где z - номер временного отсчета сигнала.

3. Преобразуют цифровые сигналы x_n(z) в сигнал комплексного амплитудно-фазового распределения (АФР) , описывающий амплитуды и фазы сигналов, принятых элементами решетки. Запоминают сигнал АФР .

Формирование сигнала АФР возможно применением ряда известных алгоритмов цифровой обработки сигналов во временной и частотной областях [2].

Например, при использовании корреляционно-интерферометрического алгоритма выполняют следующие действия:

- формируют сигналы комплексных спектральных плотностей цифровых сигналов x_n(z), где F_t{…} - оператор дискретного Фурье-преобразования по времени, ℓ - номер частотной дискреты, 1≤ℓ≤L;

- перемножением и усреднением сформированных спектральных плотностей и комплексно сопряженной спектральной плотности сигнала, измеренного на опорной антенне решетки с номером n=0, восстанавливают АФР принятого сигнала в виде комплексного вектора где ()* означает комплексное сопряжение.

4. Формируют и запоминают сигнал комплексной двухкомпонентной фазирующей функции размером N×2М с горизонтальной и вертикальной компонентами, описывающими возможные направления прихода сигнала от каждого потенциального источника на заданной частоте приема с горизонтальной и вертикальной поляризациями. Направления прихода сигнала определяются азимутами α_m и углами места β_m, где - номер направления, М - число угловых положений. Элементы матрицы A^h и элементы матрицы A^v - это отклики n-ой антенны на сигналы единичной амплитуды соответствующих поляризаций, приходящих с направления α_m, β_m. Они пропорциональны значениям комплексных диаграмм направленности антенны в направлении α_m, β_m для горизонтальной и вертикальной поляризаций.

5. Используя сформированный сигнал комплексной двухкомпонентной фазирующей функции , преобразуют сигнал комплексного амплитудно-фазового распределения по алгоритму псевдообращения в сигнал двухкомпонентного комплексного углового спектра , где и - сигналы горизонтальной и вертикальной компонент комплексного углового спектра, - сигнал, эрмитово сопряженный с сигналом .

При этом выполняют следующие действия:

- умножают сигнал фазирующей функции на эрмитово сопряженный сигнал и получают сигнал ;

- обращая матрицу полученного сигнала , формируют взвешивающий сигнал АФР ;

- умножая запомненный сигнал АФР на взвешивающий сигнал АФР , получают сигнал взвешенного АФР ;

- умножая сигнал взвешенного АФР на сигнал фазирующей функции , получают .

Если величину рассматривать как нормировку, то синтезированное начальное приближение углового спектра совпадает с угловым спектром, получаемым классическим формирователем луча [2]. Отсюда следует, что начальное приближение двухкомпонентного комплексного углового спектра не обладает повышенной по сравнению с критерием Релея разрешающей способностью.

Сигнал запоминают и используют в качестве начального приближения двухкомпонентного комплексного углового спектра.

Описанные операции могут рассматриваться как нулевая итерация синтеза сигнала двухкомпонентного комплексного углового спектра. После ее выполнения начинается рабочий цикл последовательных (k=1, 2, …) итераций синтеза.

6. Итерационно формируют зависящий от предыдущего решения взвешивающий сигнал p<1, и - m-е элементы компонент и сигнала , k=1, 2, … - номер итерации, и сигнал очередного приближения двухкомпонентного комплексного углового спектра , где γ - параметр регуляризации, I - единичная матрица, до тех пор, пока энергия разности сигналов текущего и запомненного предыдущего угловых спектров не достигнет заданного малого значения.

При этом выполняют следующие действия:

- восстанавливают сигнал суммарного углового спектра мощности двухкомпонентного комплексного углового спектра сигнала , k≥1, полученного на предыдущей итерации.

При восстановлении сигнала суммарного углового спектра мощности на первой итерации используется начальное приближение двухкомпонентного комплексного углового спектра сигнала, то есть при k=1, на второй итерации используется приближение, полученное на первой итерации, то есть при k=2, и т.д.;

- возводя полученное приближение сигнала суммарного углового спектра мощности в степень (1-p/2), формируют зависящий от предыдущего решения взвешивающий сигнал в форме диагональной матрицы где p<1, и - m-е элементы компонент и сигнала .

Таким образом, на первой (k=1) и последующих (k=2, 3, …) итерациях взвешивающий сигнал выражается через сигнал двухкомпонентного комплексного углового спектра , полученный на предыдущей итерации;

- используя полученный взвешивающий сигнал и запомненные сигналы и , формируют взвешенный сигнал фазирующей функции сигнал весовых коэффициентов взвешивающий сигнал АФР сигнал взвешенного АФР и зависящий от предыдущего решения сигнал очередного приближения двухкомпонентного комплексного углового спектра , который запоминают для использования на очередной итерации. Параметр регуляризации γ выбирают исходя из уровня шумов в каналах приема;

- сравнивают энергию разности угловых спектров , полученных на текущей и предыдущей итерации, с порогом δ. Значение порога выбирается, например, из условия ;

- при невыполнении условия инициализируется очередная итерация синтеза двухкомпонентного комплексного углового спектра, на которой номер итерации k увеличивается на единицу и повторяются операции формирования сигналов запоминания и сравнения энергии разности угловых спектров с порогом δ.

7. При выполнении условия восстанавливают суммарный угловой спектр мощности двухкомпонентного комплексного углового спектра сигнала , полученного на текущей итерации синтеза, по локальным максимумам которого определяют азимут α и угол места β каждого луча принятого многолучевого сигнала.

8. Полученные двумерные пеленги (α, β) выделенных лучей отображаются на картографическом фоне, чем обеспечивается повышение информативности пеленгования.

Таким образом, учитывая, что сигнал выражается через полученный на предыдущей итерации сигнал двухкомпонентного комплексного углового спектра , сигнал текущего двухкомпонентного комплексного угловой спектра также зависит от предыдущего решения . В связи с этим предложенный способ реализует адаптацию с обратной связью по полезному радиосигналу.

Кроме того, учитывая, что сигнал зависит от суммы квадратов модулей компонент двухкомпонентного комплексного углового спектра сигнала , при формировании сигнала и, следовательно, сигнала слабые компоненты сигнала подавляются, а сильные усиливаются. Эта особенность лежит в основе повышения разрешающей способности синтеза.

Для оценки сравнительной эффективности предложенного способа выполнено моделирование на ПЭВМ.

На фиг.2 представлены результаты моделирования описанного устройства с плоской антенной решеткой радиусом 2λ, состоящей из одиннадцати вертикальных рамочных антенн, расположенных эквидистантно по окружности вдоль радиусов, соединяющих фазовые центры антенн с центром окружности. Число падающих эллиптически поляризованных лучей равно двум. Истинный азимут первого луча составляет 224°, а истинный угол места равен 14°. Для второго луча истинные азимут и угол места равны 227° и 25° соответственно.

Из фиг.2,а следует, что предложенный способ находит два луча с азимутами 224°, 227° и углами места 14°, 25° соответственно, которые совпадают с истинными углами прихода радиосигналов. В отличие от этого способ-прототип (фиг.2,б) находит шесть лучей с азимутами 230°, 224°, 221°, 223°, 299°, 279° и углами места 22°, 26°, 49°, 20°, 62°, 24°, что приводит к большим ошибкам пеленгования радиосигналов.

Таким образом, предложенный способ обеспечивает разделение сигналов лучей и высокую точность пеленгования априорно неизвестных многолучевых сложно поляризованных радиосигналов.

Рассмотрим работу устройства, реализующего предложенный способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов.

Устройство, реализующее предложенный способ, содержит последовательно соединенные антенную решетку 1, (N+1)-канальный преобразователь частоты 2, (N+1)-канальный аналого-цифровой преобразователь (АЦП) 3, вычислитель 4 и блок управления и отображения 5. В свою очередь вычислитель 4 содержит последовательно соединенные устройство формирования АФР 6, блок синтеза углового спектра 7, блок сравнения 8, устройство формирования взвешивающего сигнала АФР 9 и блок формирования фазирующей функции 10. При этом выход устройства 9 соединен со вторым входом блока 7, выход блока 5 подключен к дополнительным входам преобразователя 2 и АЦП 3 и к входу блока 10.

Антенная система 1 содержит опорную антенну с номером n=0 и N антенн с номерами n=1…N, объединенных в решетку. Антенная решетка может быть произвольной пространственной конфигурации: плоской прямоугольной, плоской кольцевой или объемной, в частности конформной. Антенны решетки должны иметь комплексные диаграммы направленности, отличающиеся для вертикальной и горизонтальной поляризации.

Преобразователь частоты 2 выполнен с общим гетеродином и с полосой пропускания каждого канала, соответствующей ширине спектра сигнала передатчика. Общий гетеродин обеспечивает многоканальный когерентный прием радиосигналов.

Если разрядность и быстродействие АЦП достаточны для непосредственного аналого-цифрового преобразования входных радиосигналов, как, например, при построении радиоизображения в КB диапазоне, то вместо преобразователя 2 может использоваться частотно избирательный полосовой фильтр и усилитель. Другими словами, аналоговая часть устройства, реализующего предлагаемый способ, может быть построена по принципу прямого усиления.

Кроме этого, преобразователь 2 обеспечивает подключение опорной антенны (n=0) вместо всех антенн решетки для периодической калибровки каналов по внешнему источнику радиосигнала с целью устранения их амплитудно-фазовой неидентичности. Возможна калибровка по внутреннему источнику сигнала. При этом может быть использован генератор шума, выход которого также может подключаться вместо всех антенн для периодической калибровки каналов.

Устройство 6, устройство 9 и блок 7 могут быть реализованы в однопроцессорном и многопроцессорном вариантах.

В последнем случае в устройстве 6 реализуется параллельный способ обработки сигналов, принятых (N+1)-й антенной решетки, что примерно в (N+1) раз повысит быстродействие операций формирования сигнала АФР . Многопроцессорный вариант реализации устройства 9 обеспечивает многократное повышение быстродействия матричных операций формирования сигнала фазирующей функции (в 2M×N раз) и сигнала весовых коэффициентов (в N×N раз). Многопроцессорный вариант реализации блока 7 ускорит формирование сигнала углового спектра в 2М раз.

Работа устройства, реализующего предложенный способ, начинается после подачи управляющего сигнала с выхода блока 5 на входы преобразователя 2, АЦП 3 и блока 10.

После получения управляющего сигнала преобразователь 2 настраивается на заданную частоту приема, стартует АЦП 3, а блок 10 генерирует и запоминает сигнал комплексной двухкомпонентной фазирующей функции , зависящий от заданной частоты приема и поступающий в блок 9.

В то же время принимаемые антенной системой 1 многолучевые радиосигналы переносятся на более низкую частоту в преобразователе 2. Сформированный в преобразователе 2 ансамбль сигналов x_n(t) синхронно преобразуется с помощью АЦП 3 в ансамбль цифровых сигналов x_n(z). Цифровые сигналы x_n(z) синхронно регистрируются в устройстве 6 вычислителя 4.

В устройстве 6 из цифровых сигналов x_n(z) формируются сигналы комплексных спектральных плотностей Кроме того, в устройстве 6 перемножением сформированных спектральных плотностей и комплексно сопряженной спектральной плотности опорной антенны формируется и запоминается сигнал АФР .

Одновременно с операциями формирования сигнала АФР выполняются следующие действия.

Устройство 9, используя сигнал фазирующей функции , поступающий от блока 10, последовательно вычисляет сигналы и . Сигналы и поступают в блок 7.

Блок 7, используя сформированный в устройстве 6 сигнал АФР и поступающие от устройства 9 сигналы и , последовательно вычисляет сигнал взвешенного АФР , умножая который на сигнал синтезирует сигнал начального приближения двухкомпонентного комплексного углового спектра .

Полученный в блоке 7 сигнал начального приближения запоминается в блоке 8 и транслируется в устройство 9 для запоминания и инициализации очередной итерации с номером k=1.

В устройстве 9 с использованием сигнала углового спектра, полученного на предыдущей итерации, то есть при k=1, формируется взвешивающий сигнал . После этого формируются взвешенный сигнал фазирующей функции , сигнал весовых коэффициентов и взвешивающий сигнал АФР . Сигналы и поступают в блок 7.

В блоке 7 с использованием сигналов , и восстановленного в устройстве 6 сигнала АФР синтезируется сигнал текущего двухкомпонентного комплексного углового спектра . Полученный сигнал поступает в блок 8.

В блоке 8 сигнал запоминается для использования на следующей итерации. Кроме этого, в блоке 8 энергия разности угловых спектров , полученных на текущей и предыдущей итерации, сравнивается с заранее установленным фиксированным порогом δ.

При невыполнении условия сигнал поступает в устройство 9 для запоминания и инициализации очередной итерации синтеза углового спектра. После этого в блоках 9, 7 и 8 выполняется описанная ранее последовательность операций по формированию сигналов запоминанию сигнала и проверке выполнения условия .

При выполнении условия на первой итерации или условия на итерации с номером k≥2 сигнал из блока 8 поступает в блок 5.

9. В блоке 5 восстанавливается суммарный угловой спектр мощности по максимумам которого определяется азимут α и угол места β каждого луча принятого многолучевого сигнала. Полученные двумерные пеленги (α, β) выделенных лучей отображаются на картографическом фоне, чем обеспечивается повышение информативности пеленгования.

Физический смысл предлагаемого способа заключается в следующем.

Адаптивная итерационная процедура и нелинейная обработка сигналов на каждой итерации обеспечивают возможность извлечения дополнительной информации о тонкой структуре углового спектра анализируемого сложно поляризованного многолучевого волнового поля благодаря подстройке весовых коэффициентов и фазирующей функции (задержек наведения) в зависимости от направления наблюдения и характеристик анализируемого многолучевого поля, воспринимаемого элементами антенной решетки.

Поскольку взвешивающий сигнал зависит от квадрата модуля сигнала , нелинейная операция обеспечивает подавление в сигнале фазирующей функции тех направлений, в которых энергия сигнала мала, а нелинейная операция ослабляет шумовые и усиливает сигнальные компоненты поля.

Таким образом, предложенный способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов за счет расширения поля физических признаков радиосигналов, используемых при локализации источников многолучевого произвольно поляризованного поля, и применения новых поляризационно-независимых операций обработки принимаемых радиосигналов, обеспечивающих определение числа лучей и направлений прихода каждого луча локализуемых радиосигналов благодаря согласованию принятого многолучевого произвольно поляризованного радиосигнала и двухкомпонентной поляризационно-зависимой фазирующей функции, повышает точность пространственной локализации источников многолучевых радиосигналов в условиях априорной неопределенности относительно лучевой структуры, поляризационных и пространственных параметров радиосигналов, шумов и помех.

Источники информации

1 Ferrara E.R. Jnr and Parks T.M. Direction finding with an array of antennas having diverse polarizations // Proc IEEE, AP-31.1983. P.231-236.

2 Патент RU, 2309422 С2, кл. G01S 5/00 (2006/1), 2007 г.

Способ поляризационно-независимого пеленгования многолучевых радиосигналов, включающий прием многолучевых радиосигналов многоэлементной антенной решеткой, синхронное преобразование ансамбля принятых радиосигналов, зависящих от времени и номера антенного элемента, в цифровые сигналы, преобразование цифровых сигналов в сигнал комплексного амплитудно-фазового ра