imo передача с явной и неявной циклической задержкой

imo передача с явной и неявной циклической задержкой

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Данная заявка притязает на приоритет предварительной заявки США № 60/888494, озаглавленной «EFFICIENT CYCLIC DELAY DIVERSITY BASED PRECODING», поданной 06 февраля 2007 г., права на которую принадлежат заявителю настоящей заявки, и включенной сюда в качестве ссылки.

ОБЛАСТЬ ТЕХНИКИ

Настоящее изобретение относится, главным образом, к связи и, более конкретно, к способам для передачи данных в системе беспроводной связи.

ПРЕДШЕСТВУЮЩИЙ УРОВЕНЬ ТЕХНИКИ

Системы беспроводной связи широко используются, чтобы обеспечить различный контент связи, такой как голос, пакетные данные, сообщения, широковещание и так далее. Эти беспроводные системы могут быть системами множественного доступа, позволяющими поддерживать многих пользователей путем распределения доступных системных ресурсов. Примеры таких систем множественного доступа включают в себя системы Множественного Доступа с Кодовым Разделением (CDMA), системы Множественного Доступа с Временным Разделением (TDMA), системы Множественного Доступа с Частотным Разделением (FDMA), Ортогональные FDMA (OFDMA)системы и системы FDMA с единственной Несущей (SC-FDMA).

Система беспроводной связи может поддерживать передачу с многими входами и многими выходами (MIMO). Для MIMO, передатчик может применять множество (Т) передающих антенн для передачи данных приемнику, оборудованному множеством (R) принимающих антенн. Множество передающих и принимающих антенн формируют MIMO канал, который может быть использован для повышения пропускной способности и/или улучшения надежности. Например, передатчик может передавать до Т потоки данных одновременно от Т передающих антенн, чтобы улучшить пропускную способность. Альтернативно передатчик может передавать единственный поток данных со всех Т передающих антенн, чтобы улучшить надежность. В любом случае желательно посылать MIMO передачу таким образом, чтобы достичь хороших характеристик.

СУЩНОСТЬ ИЗОБРЕТЕНИЯ

Здесь описаны способы для передачи данных, использующие комбинацию явной циклической задержки и неявной циклической задержки. Циклическая задержка может быть получена применением пилообразного фазового скачка ко всем поднесущим в частотной области или циклическим перемещением отсчетов во временной области. Для явной циклической задержки разный пилообразный фазовый скачок может быть применен ко всем поднесущим для каждой антенны, а пилообразные фазовые скачки для всех антенн известны приемнику. Приемник может выполнять дополнительную обработку, чтобы принимать во внимание явную циклическую задержку. Для неявной циклической задержки разный пилообразный фазовый скачок может быть применен ко всем поднесущим для каждой антенны, а пилообразные фазовые скачки для всех антенн не известны приемнику. Передатчик может передавать пилот-сигнал с той же самой неявной циклической задержкой. Приемник может принимать во внимание неявную циклическую задержку на основании оценки канала, выведенной из пилот-сигнала.

В одном варианте осуществления передатчик может выполнять первоначальную обработку для разных циклических задержек (или обработку явной циклической задержки) на основании первого набора значений циклической задержки, известных приемнику. Передатчик может выполнять предварительное кодирование на основании матрицы предварительного кодирования как перед, так и после обработки явной циклической задержки. Передатчик может выполнять вторичную обработку для разных циклических задержек (или обработку неявной циклической задержки) на основании второго набора значений циклической задержки, не известных приемнику. Передатчик может выполнять обработку как явной, так и неявной циклической задержки для данных и может выполнять только обработку неявной циклической задержки для пилот-сигнала. Один объект (например, передатчик или приемник) может выбирать задержку среди множества задержек (которые могут включать в себя нулевую задержку, маленькую задержку и большую задержку) и может посылать выбранную задержку другому объекту (например, приемнику или передатчику). Первый набор значений циклической задержки может быть определен на основании выбранной задержки. Передатчик может автоматически (например, псевдослучайно) выбрать второй набор циклических задержек без информирования приемника.

Различные аспекты и признаки раскрытия описаны ниже более подробно.

КРАТКИЙ ПЕРЕЧЕНЬ ЧЕРТЕЖЕЙ

Фиг.1 показывает систему беспроводной связи с множественным доступом.

Фиг.2 показывает блок-схему Узла В и UE.

Фиг.3А и 3В представляют две схемы передающего (ТХ) MIMO процессора.

Фиг.4 представляет циклическую задержку во временной области.

Фиг.5 представляет схему приемного (RX) MIMO процессора.

Фиг.6 представляет процесс передачи данных.

Фиг.7 представляет устройство для передачи данных.

Фиг.8 представляет процесс приема данных.

Фиг.9 представляет устройство для приема данных.

ПОДРОБНОЕ ОПИСАНИЕ

Описанные здесь способы могут быть использованы для различных систем беспроводной связи, таких как CDMA, TDMA, FDMA, OFDMA, SC-FDMA и других систем. Термины «системы» и «сеть» часто используются как взаимозаменяемые. Система CDMA может осуществлять радиотехнологию, такую как Универсальный Наземный Радио Доступ (UTRA), cdma2000, и т.д. UTRA включает в себя широкополосный-CDMA (W-CDMA) и другие варианты CDMA. cdma2000 охватывает IS-2000, IS-95 и IS-856 стандарты. TDMA система может осуществлять радиотехнологию, такую как Глобальная Система для Мобильной Связи (GSM). Система OFDMA может осуществлять радиотехнологию, такую как Выделенная UTRA (E-UTRA), Ультра Мобильная Широкополосная (UMB), IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802.20, Flash-OFDMA® и т.д. UTRA и E-UTRA являются частью Универсальной Мобильной Системы Телекоммуникации (UMTS). 3GPP Долгосрочной Эволюции (LTE) представляет собой планируемый выпуск UMTS, которая использует E-UTRA. UTRA, E-UTRA, UMTS, LTE и GSM описаны в документах организации, называющейся «3^rd Generation Partnership Project» (3GPP). cdma2000 и UMB описаны в документах организации, называющийся «3^rd Generation Partnership Project 2» (3GPP2). Эти различные радиотехнологии и стандарты известны в технике.

Фиг.1 показывает систему 100 беспроводной связи множественного доступа с множеством Узлов Bs 110 и множеством UE 120. Узел В может быть фиксированной станцией, которая связывается с UE и может также рассматриваться как выделенный Узел В (eNB), базовая станция, точка доступа и т.д. Каждый Узел В 110 обеспечивает зону действия связи для конкретной географической области. UE 120 могут быть рассредоточены по всей системе и каждое UE может быть стационарным или мобильным. UE может также быть рассмотрено как мобильная станция, терминал, терминал доступа, абонентское устройство, станция и т.д. UE может быть сотовым телефоном, персональным цифровым секретарем (PDA), беспроводным модемом, беспроводным устройством связи, портативным устройством, ноутбуком, беспроводным телефоном и т.д. UE может связываться Узлом В посредством передачи данных по нисходящей или восходящей линиям связи. Нисходящая линия (или прямая линия) относится к линии связи от Узлов Bs до UE, а восходящая линия связи (или обратная линия) относится к линии связи от UE до Узлов Bs.

Фиг.2 показывает блок-схему модели Узла В 110 и UE 120, которые представляют собой один из Узлов В и одно из UE с Фиг.1, узел В 110 оборудован множеством (Т) антенн 234а-234f. UE 120 оборудован множеством (R) антенн 232а-252r. Каждая из антенн 234 и 252 может быть рассмотрена как физическая антенна.

В Узле В 110 процессор 220 ТХ данных может принимать данные от источника 212 данных, обрабатывать (например, кодировать или согласовывать символы) данные на основании одной или больше схем модулирования и схем кодирования и обеспечивать символы данных. Как здесь использовано, символ данных представляет собой символ для данных, пилотный символ представляет собой символ для пилот-сигнала и символ может быть действительной или комплексной величиной. Символы данных и пилотные символы могут быть символами модуляции из схемы модуляции, такой как PSK или QAM. Пилот-сигнал - это данные, которые известны априори Узлу В и UE. Процессор 230 ТХ MIMO может обрабатывать символы данных и пилотные символы, как описано ниже, и передавать Т выходящих потоков символов Т модуляторам (MOD) 232а-232t. Каждый модулятор 232 может обрабатывать свой выходной поток символов (например, для OFDMA), чтобы получить выходящий поток отсчетов. Каждый модулятор 232 может затем приводить в нужное состояние (например, преобразовывать в аналоговую форму, фильтровать, усиливать и преобразовывать с повышением частоты) свой выходной поток отсчетов и генерировать сигнал нисходящей линии связи. Т сигналы нисходящей линии связи от модуляторов 232а-232t могут быть переданы через антенны 234а-234t соответственно.

На UE 120, R антенны 252а-252r могут принимать Т сигналов нисходящей линии связи от Узла В 110, и каждая антенна 252 может обеспечить принятый сигнал присоединенному демодулятору (DEMOD) 254. Каждый демодулятор 254 может приводить в нужное состояние (например, фильтровать, усиливать, преобразовывать с понижением частоты и оцифровывать) свой принятый сигнал, чтобы получить отсчеты и затем может обрабатывать отсчеты (например, для OFDM), чтобы получить принятые символы. Каждый демодулятор 254 может предоставлять принятые символы данных RX MIMO процессору 260 и предоставлять принятые пилотные символы канальному процессору 294. Канальный процессор 294 может оценивать ответ MIMO канала от Узла В 110 для UE 120 на основании принятых пилотных символов и предоставлять оценку MIMO канала для RX MIMO процессора 260. RX MIMO процессор 260 может выполнять MIMO обнаружение по принятым символам данных на основании оценки MIMO канала и предоставлять обнаруженные символы, которые представляют собой оценку переданных символов данных. RX процессор данных 270 может обрабатывать (например, восстанавливать символ или декодировать) определенные символы и предоставлять декодированные данные приемнику данных 272.

UE 120 может оценивать условия канала и генерировать информацию об обратной связи, которая может содержать различные типы информации, как описано ниже. Информация об обратной связи и данные от источника 278 данных могут быть обработаны (например, закодированы и согласованы символы) с помощью процессора 280 данных ТХ, пространственно обработаны с помощью процессора 282 ТХ MIMO и затем обработаны с помощью модуляторов 254а-254t, чтобы генерировать R сигналов восходящей линии связи, которые могут быть переданы через антенны 252а-252r. В узле В 110 R сигналы восходящей линии связи от UE 120 могут быть приняты антеннами 234а-234t, обработаны демодуляторами 232а-232t, пространственно обработаны RX MIMO процессором 236, и затем обработаны (например, символы восстановлены и декодированы) процессором 238 RX данных, чтобы возвратить информацию об обратной связи и данные, посланные UE 120. Контроллер/процессор 240 может управлять передачей для UE 120, основанной на информации об обратной связи.

Контроллеры/процессоры 240 и 290 могут направлять обработку на Узел И 110 и UE 120 соответственно. Запоминающие устройства 242 и 292 могут сохранять и программировать коды для Узла В 110 и UE 120 соответственно. Планировщик 244 может назначать UE 120 и/или другие UE для передачи данных по нисходящей линии связи и/или восходящей линии связи на основании информации об обратной связи, принятой от всех UE.

Способы, описанные здесь, могут быть использованы для MIMO передачи по нисходящей линии связи так же, как и по восходящей линии связи. Для ясности, некоторые аспекты способов описаны ниже для MIMO передачи по нисходящей линии связи в LTE. LTE использует мультиплексирование с ортогональным разделением частоты на нисходящей линии связи и мультиплексирование с разделением частоты одной несущей (SC-FDM) на восходящей линии связи. OFDM и SC-FDM разделяют полосу пропускания системы на множество (К) ортогональных поднесущих, которые также обобщенно указываются как тоны, бины и т.д. Каждая поднесущая может быть промодулирована данными. В общем случае модулирующие символы отправляются в частотную область с OFDM и во временную область с SC-FDM.

Узел В 110 может передавать L символов данных одновременно через L уровней на каждой поднесущей в каждый период символа, где в общем случае L≥1. Уровень может соответствовать одному пространственному размеру для каждой поднесущей, используемой для передачи. Узел В 110 может передавать данные, используя различные схемы передачи.

В одном аспекте MIMO передача может быть отправлена в комбинации с явной циклической задержкой и неявной циклической задержкой. MIMO передача затем может быть отправлена с использованием предварительного кодирования. Явная циклическая задержка, неявная циклическая задержка и предварительное кодирование могут быть выполнены различным образом.

В одном варианте осуществления Узел В 110 может обрабатывать символы данных для каждой поднесущей k, как указано далее:

y d(k)=C(k)W D(k) U d(k),

Уравнение (1),

где d(k) - это Lx1 вектор, содержащий L символов данных, которые должны быть отправлены через L уровней на поднесущей k за один период символов,

U - это LxL матрица согласования уровень - с - виртуальной антенной,

D(k) - это LxL матрица явной циклической задержки для поднесущей k,

W - это TxL матрица предварительного кодирования,

C(k) - это ТхТ матрица неявной циклической задержки для поднесущей k,

y _d(k) - это Тх1 вектор, содержащий Т выходных символов для данных для Т передающих антенн на поднесущей k за один период символов.

Узел В 110 может обрабатывать пилотные символы для каждой поднесущей k, как указано ниже:

y p(k)=C(k)p(k),

Уравнение (2),

где p(k) - это Тх1 вектор, содержащий Т пилотных символов, которые должны быть отправлены на поднесущей k за один период символов,

y _p(k) - это Тх1 вектор, содержащий Т выходных символов для пилот-сигнала для Т передающих антенн на поднесущей k за один период символов.

Уравнения (1) и (2) предназначены для поднесущей k. Та же самая обработка может быть выполнена для каждой поднесущей, используемой для передачи. В приведенном здесь описании матрица может иметь один или множество столбцов.

Матрица предварительного кодирования W может быть использована для формирования Т виртуальных антенн с Т физическими антеннами 234а-234t. Каждая виртуальная антенна может быть сформирована с одним столбцом из W. Символ данных может быть умножен на один столбец их W и может затем быть отправлен на одну виртуальную антенну и все физические антенны. W может быть основана на Фурье-матрице или какой-либо другой матрице. W может быть выбрана из набора матриц предварительного кодирования.

Матрица согласования «уровень - с - виртуальной антенной» может быть использована, чтобы согласовать символы данных для L уровней с L виртуальными антеннами, выбранными из Т доступных виртуальных антенн. U может быть определено на основании согласования уровня с виртуальной антенной, выбранного для использования. U может также быть единичной матрицей I с единицами по диагонали и нулями в других местах. Те же самые или другие матрицы согласования могут быть использованы для K поднесущих.

Матрица D(k) явной циклической задержки может быть использована, чтобы получить разнесение с циклической задержкой, которое может обеспечить увеличение формирования диаграммы направленности, увеличение частотного выборочного распределения и/или увеличение разнесения. D(k) может также быть использована. чтобы достигнуть перестановки уровней, что может иметь определенные преимущества. D(k) может также быть получена на основании задержки, выбранной из набора задержек, что может включать в себя задержку большую, чем длина циклического префикса.

C(k) матрица неявной циклической задержки может также быть использована, чтобы получить разнесение с циклической задержкой. C(k) может быть сформирована различными путями и может быть ограничена, чтобы быть меньше, чем длина циклического префикса.

В варианте, показанном в Уравнении (1), предварительное кодирование с W выполнено после обработки явной циклической задержки с D(k). Явная циклическая задержка, таким образом, применяется к виртуальным антеннам, сформированным матрицей W предварительного кодирования (вместо физических антенн). Эта схема может быть использована для большой задержки.

Фиг.3А показывает блок-схему ТХ MIMO процессора 230а, который выполняет Уравнения (1) и (2) и представляет собой одну схему ТХ MIMO процессора 230 на Узле В 110 на Фиг.2. Внутри процессора 220 ТХ данных процессоры 320а - 320s S потока могут принимать S потоков данных от источника 212, где S≥1. Каждый процессор 320 потока может кодировать, чередовать, скремблировать и согласовывать символы своего потока данных, чтобы получить символы. Каждый поток данных может переносить один транспортный блок или пакет за каждый временной интервал передачи (TTI). Каждый процессор 320 потока может обрабатывать свой транспортный блок, чтобы получить кодовое слово и может затем согласовывать кодовое слово с блоком символов модуляции. Термины «поток данных», «транспортный блок», «пакет» и «кодовое слово» могут быть использованы взаимозаменяемо. Процессоры 320а-320s могут обеспечивать S потоков символов данных.

Внутри TX MIMO процессора 230а, устройство 332 согласования уровня может согласовывать символы данных для S потоков данных с L виртуальными антеннами, выбранными для использования. В одной схеме устройство 332 согласования может согласовывать символы данных для S потоков данных с L уровнями и может затем устанавливать соответствие символов данных для L уровней с поднесущими и виртуальными антеннами, использованными для передачи. Процессор 334 явной циклической задержки может перемножать согласованные символы для каждой поднесущей с матрицей D(k) явной циклической задержки. Предварительный кодер 336 может перемножать символы от процессора 334 для каждой поднесущей с матрицей W предварительного кодирования, чтобы получить предварительно кодированные символы для этой поднесущей. Процессор 338 неявной циклической задержки может принять предварительно кодированные символы от предварительного кодера 336 и пилотные символы и может перемножать символы для каждой поднесущей с матрицей C(k) неявной циклической задержки, чтобы получить выходные символы. Процессор 338 может предоставить Т выходных символов для Т модуляторов 232а - 232t.

Каждый модулятор 232 может выполнять OFDM модуляцию для соответствующего выходного потока символов. Внутри каждого модулятора 232, К выходных символов, которые должны быть отправлены на К полных поднесущих за один период OFDM символов, могут быть преобразованы с К-точечным обратным преобразованием Фурье (IDFT), чтобы получить полезную часть, содержащую К отсчетов временной области. Каждый отсчет временной области представляет собой комплексную величину, которая должна быть передана за один период символа. Последние С отсчеты полезной части могут быть скопированы и присоединены к фронту полезной части, чтобы сформировать OFDM символ, содержащий К+С отсчеты. Скопированная часть рассматривается как циклический префикс и используется для борьбы с внутрисимвольной интерференцией (ISI), вызванной частотным избирательным затуханием. Каждый модулятор 232 может дополнительно обрабатывать свой поток отсчетов, чтобы генерировать сигнал нисходящей линией связи.

Контроллер/процессор 240 может принимать информацию об обратной связи от UE 120 и генерировать элементы управления для процессора 320 потока данных и устройства 332 согласования уровня. Контроллер/процессор 240 может также предоставлять матрицу D(k) явной циклической задержки процессору 334, матрицу W предварительного кодирования предварительному кодеру 336 и матрицу C(k) неявной циклической задержки процессору 338.

В другой схеме Узел В 110 может обрабатывать символы данных для каждой поднесущей k как указано ниже:

y d(k)=C(k) D(k) W U d (k),

Уравнение (3),

где D(k) - это ТхТ матрица явной циклической задержки для поднесущей k. Узел в 110 может обрабатывать пилотные символы для каждой поднесущей k, как показано в уравнении (2).

В схеме показанной Уравнением (3), обработка матрицы явной циклической задержки D(k) выполняется после предварительного кодирования с W. Явная циклическая задержка, таким образом, применяется к физическим антеннам вместо виртуальных антенн. Эта схема может быть использована для нулевой задержки и небольшой задержки.

Фиг.3В показывает блок-схему ТХ MIMO процессор 230b, который выполняет уравнения (2) и (3) и является другой схемой TX MIMO процессора 230 в узле В 110 на Фиг.2. Внутри TX MIMO процессора 230b, устройство 342 согласования уровня может согласовывать символы данных для S потоков данных с L виртуальными антеннами, выбранными для использования. Предварительный кодер 344 может перемножать согласованные символы для каждой поднесущей с матрицей W предварительного кодирования и формирует предварительно кодированные символы для этой поднесущей. Процессор 346 явной циклической задержки может перемножать предварительно кодированные символы для каждой поднесущей с матрицей D(k) явной циклической задержки. Процессор 348 неявной циклической задержки может принимать символы от процессора 346 и пилотные символы и может перемножать символы для каждой поднесущей с C(k) матрицей неявной циклической задержки, чтобы получать выходные символы. Процессор 348 может предоставлять Т потоки выходных символов Т модуляторам 232а-232t.

В еще одной схеме Узел В 110 может обрабатывать пилотные символы для каждой поднесущей k как указано ниже:

y p(k)=C(k) V p(k),

Уравнение (4),

где V - это ТхТ унитарная матрица. Унитарная матрица V характеризуется свойствами V ^H V=I и V V ^H= I, которые означают, что столбцы V ортогональны друг другу, ряды V также ортогональны друг другу, и каждый столбец, и каждый ряд имеют единичную мощность. V может быть основана на Фурье-матрице или некотором другом типе матриц. Схема в Уравнении (4) позволяет передавать пилот-сигнал через все Т физические антенны. Схема может быть использована для пилотного канала (CPICH), синхронизирующего канала (SCH) и/или другого канала.

Различные типы матриц предварительного кодирования могут быть использованы для схем, показанных в Уравнениях (1) и (3). В одной схеме набор Q матриц предварительного кодирования может быть определен, как указано ниже:

W i =Λ i F для i=0, …, Q-1

Уравнение (5),

где F - это Фурье-матрица,

Λ _i - это i-тая матрица с фазовым смещением, и

W _i - это i- тая матрица предварительного кодирования.

Элементы ТхТ Фурье-матрицы F могут быть выражены как:

= для u=0, …, T-1 и v=0, …, T-1,

Уравнение (6),

где - это элемент в u-том ряду и v-том столбце Фурье-матрицы.

В одной модели матрица Λ _i с фазовым смещением может быть выражена как:

Λ i = ,

Уравнение (7),

где - это фаза v-той антенны в i-той матрице с фазовым смещением. Q разных матриц с фазовым смещением может быть определено с разными фазами и/или с помощью вращения одной или более базовых матриц.

Для схемы, показанной в Уравнении (5), Q разных ТхТ матриц предварительного кодирования W _i может быть определено на основании Фурье-матрицы F и Q разных матриц с фазовым смещением Λ _i. Набор матриц предварительного кодирования может также быть определен с другими унитарными матрицами вместо, или в дополнение, к Фурье-матрице. Набор матриц предварительного кодирования может также включать в себя единичную матрицу I, которая может быть использована для передачи каждого уровня по одной физической антенне. Для передачи по выбранной виртуальной антенне могут быть подсчитаны разные комбинации столбцов (или подматриц) Q матриц предварительного кодирования, и L столбцов матрицы W _i предварительного кодирования, которые обеспечивают наилучшее выполнение, которое может быть получено в качестве матрицы W предварительного кодирования, где в общем случае 1 ≤ L ≤ Т.

В одной схеме набор матриц явной циклической задержки может быть определен для набора задержек. Каждая задержка может быть связана с V фазовыми скачками для V антенн, где антенна 0 может иметь нулевой фазовый скачок. Если обработка явной циклической задержки выполняется перед предварительным кодированием, как показано на Фиг.3А, то тогда V=L, где V антенн соответствует L выбранным виртуальным антеннам. Если обработка явной циклической задержки выполняется после предварительного кодирования, как показано на Фиг.3В, то тогда V=Т, и V антенн соответствует Т физическим антеннам. Размер матрицы D(k) явной циклической задержки может, таким образом, зависеть от того, выполнена ли обработка явной циклической задержки перед или после предварительного кодирования. Для ясности, большая часть последующего описания допускает, что обработка явной циклической задержки выполняется перед предварительным кодированием, как показано на Фиг.3А, и D(k) имеет размер LxL.

В одной схеме набор матриц явной циклической задержки может быть определен как:

D(k)= ,

Уравнение (1),

где - это m-ая задержка, которая представляет собой интервал задержки между последующими антеннами, и

D(k) - матрица явной циклической задержки для m-й задержки.

В схеме, показанной в Уравнении (8), значение циклической задержки и фазового скачка каждой антенны v может быть выражено как:

=·v, для v =0, …, L-1, и	Уравнение (9)
= ·v для v=0, …, L-1,	Уравнение (10)

Схема в Уравнении (8) использует единый интервал для значений циклической задержки разных антенн. Единый интервал задержки может уменьшить сигнализацию служебных сигналов, поскольку значения циклической задержки всех L антенн может быть определено на основании одного значения.

В одной схеме набор M=3 задержек может быть определен, чтобы включать в себя следующее:

=0, для нулевой задержки,	Уравнение (11)
=2, для небольшой задержки, и	Уравнение (12)
= для большой задержки	Уравнение (13)

Небольшая задержка может быть использована, чтобы улучшить диаграмму формирования луча и коэффициент усиления частотной избирательной диспетчеризации, и может быть особенно полезна для канала с низкой мобильностью, с низкой геометрией, с низким рангом и т.д. Большая задержка может быть использована, чтобы увеличить передачу коэффициента разнесения, и может быть подходящим для высокомобильного канала (например, для мобильного UE, движущегося со скоростью 30 км/час или быстрее), канала с высокой геометрией, канала с высоким рангом, с более грубой обратной связью по времени и частоте, и т.д. Большая задержка может обеспечить подобное выполнение в качестве нулевой задержки в низкомобильном канале, что может повысить надежность системы, когда информация об обратной связи идет с шумом. Геометрия относится к отношению сигнал/шум/и взаимные помехи (SING). Низкая геометрия может соответствовать низким SINGs, а высокая геометрия может соответствовать высоким SINGs. Ранг относится к числу виртуальных антенн, выбранных для использования, и также рассматривается как порядок пространственного мультиплексирования. В одной схеме нулевая задержка или небольшая задержка может быть использована для передачи с рангом-1, а большая задержка может быть использована для передачи с рангом-2 или высшей передачи. Обработка разнесения с циклическими задержками с большой задержкой может корректировать SINGs L уровней, используемых для передачи данных.

В общем случае матрицы явной циклической задержки могут быть определены для любого количества задержек и любой конкретной задержки. Например, матрицы явной циклической задержки могут быть определены для небольшой задержки величиной τ ₁ =1 или какого-либо другого значения, для большой задержки, меньшей чем К/L или какого-либо другого значения или большей чем К/L и т.д. Значения циклической задержки для разных антенн могут иметь единый интервал, как показано в Уравнениях (8) и (9). Значения циклической задержки для разных антенн могут иметь также неодинаковый интервал. В общем случае, небольшая задержка может быть любым значением, меньшим, чем длина циклического префикса, а большая задержка может быть любым значением, большим, чем длина циклического префикса.

В одной схеме матрица С(k) неявной циклической задержки может быть определена как:

C(k)=,

Уравнение (14)

где ς ₁ - это значение неявной циклической задержки для физической антенны t.

Фазовый скачок θ _t каждой физической антенны t может быть выражен как:

θ t= , для t=0, …,T-1

Уравнение (15),

где θ ₀ =ς ₀ =0.

В общем случае любой набор значений неявной циклической задержки может быть использован для Т физических антенн. Значения неявной циклической задержки могут быть псевдослучайными значениями или могут быть значениями выбранными, чтобы получить хорошее выполнение. Значения неявной циклической задержки должны быть короче, чем длина С циклического префикса, как указано ниже:

-С<ς t<C для t=0, …,T-1.

Уравнение (16)

Ограничение в Уравнении (16) может гарантировать, что оценка канала, основанная на пилот-сигнале, переданном с неявной циклической задержкой, не чрезмерно ухудшается из-за эффекта наложения.

В одной схеме значение ς _t неявной циклической задержки для каждой физической антенны может быть задано с помощью целого числа отсчетов. В этой схеме неявная циклическая задержка может быть получена применением C(k) в частотной области или циклическим смещением полезной части во временной области, как описано ниже. В другой схеме значение неявной циклической задержки ς _t для каждой физической антенны может быть задано с помощью не целого числа отсчетов.

В одной схеме базовый набор Т разных значений неявной циклической задержки может быть определен. Например, базовый набор может включать в себя значения циклической задержки 0, 1, 2, …, Т-1. Значения неявной циклической задержки для физических антенн от 0 до Т-1 или ς _t для t=0, …,T-1 могут затем быть взяты из базового набора псевдослучайным образом. Эта схема может гарантировать, что Т разных псевдослучайно выбранных значений циклической задержки применены к Т физическим антеннам.

Значения неявной циклической задержки для Т физических антенн могут также быть определены и выбраны другими способами. Значения неявной циклической задержки могут быть статическими значениями, которые не изменяются во времени, полустатическими значениями, которые могут изменяться медленно во времени, или динамическими значениями, которые могут изменяться часто, например каждый период символа, каждый временной интервал множества периодов символа, каждый подкадр множества интервалов времени и т.д.

Для схемы, показанной в Уравнении (1) обработка для символов данных с большой задержкой, показанная в Уравнении (13), может быть выражена как:

Обработка для пилотных символов может быть выражена как:

Уравнение (18)

Матрица C(k) неявной циклической задержки может применяться в частотной области, как показано в Уравнении (1), и может быть функцией поднесущей k. C(k)обеспечивает фазовый скачок (т.е. линейное фазовое смещение) по всем К поднесущим на каждой физической антенне. Крутизна фазового скачка может быть разной для разных антенн, антенна 0 может иметь нулевой фазовый скачок. Применение фазового скачка в частотной области эквивалентно выполнению циклического смещения полезной части OFDM символа во временной области.

Фиг.4 показывает пример применения неявной циклической задержки во временной области. В этом примере Т=4 и ς _t для каждой физической антенны задается целым числом отсчетов. Полезная часть OFDM символа для антенны 0 может быть циклически смещена нулевыми отсчетами, полезная часть OFDM символа для антенны 1 может быть циклически смещена ς ₁ отсчетами, полезная часть OFDM символа для антенны 2 может быть циклически смещена ς ₂ отсчетами, и полезная часть OFDM символа для антенны 3 может быть циклически смещена ς ₃ отсчетами. ς ₁, ς ₂ и ς ₃ могут быть псевдослучайными значениями или могут быть представлены иным путем.

Матрицы D(k)и C(k) могут быть использованы, чтобы поддержать различные задержки, включающие в себя нулевую задержку, небольшую задержку, большую задержку и единообразный или не единообразный интервал в числе значений циклической задержки для разных антенн. Эти матрицы могут также уменьшать сложность оценки (для выбора задержки из всех возможных задержек) и сигнализацию служебных сигналов (для уведомления выбранной задержки). Задержка может быть выбрана различными путями.

В одной схеме Узел В может выбирать явную задержку для каждого UE и может отправлять выбранную задержку UE. В другой схеме Узел В может выбирать явную задержку для всех UE, обслуживаемых Узлом В и может распространять или посылать выбранную задержку этим UE. В еще одной схеме Узел В может ограничивать набор задержек по-разному для каждого ранга, чтобы уменьшить сложность вычисления UE так же, как служебные сигналы обратной связи. Например, только нулевая задержка допустима для ранга 1, для ранга 2 могут быть допустимы обе задержки - нулевая и большая, и т.д.

В одной схеме UE может оценивать разные возможные матрицы предварительного кодирования и разные возможные задержки, основанные на выполнении метрики, и может выбирать матрицу предварительного кодирования и задержку с лучшей выполненной метрикой. Для каждой возможной комбинации матрицы предварительного кодирования W _i и задержки τ_m UE может вычислить эффективную оценку H _eff(k) MIMO канала на основании оценки H(k) MIMO канала, матрицу предварительного кодирования W _i и матрицу явной циклической задержки D _m (k). UE может оценить разные гипотезы, соответствующие разным подматрицам W _i,s для другой комбинации виртуальных антенн (т.е. другой поднабор H _eff(k) столбцов), которые могут быть использованы для передачи данных. UE