Фазовая коррекция для ofdm и mimo передач

Фазовая коррекция для ofdm и mimo передач

Иллюстрации

Показать все

Реферат

Настоящая заявка притязает на приоритет предварительной заявки США №60/802632, озаглавленной «АДАПТИВНАЯ ФАЗОВАЯ КОРРЕКЦИЯ ДЛЯ SISO И MIMO OFDM СИСТЕМ», подданной 22 мая 2006, права на которые переданы настоящему заявителю и которые включены в настоящий документ посредством ссылки.

Уровень техники

I. Область техники, к которой относится изобретение

Настоящее изобретение, в общем, относится к связи, а более конкретно к методикам выполнения фазовой коррекции для беспроводной связи.

II. ПРЕДПОСЫЛКИ СОЗДАНИЯ ИЗОБРЕТЕНИЯ

В системе беспроводной связи передатчик обычно обрабатывает (например, кодирует, модулирует) данные обмена для выработки символов данных. Для когерентной системы передатчик объединяет пилотные символы (символы пилот-сигналов) с символами данных, обрабатывает объединенные данные и пилотные символы для выработки радиочастотного(RF) сигнала и передает RF сигнал через беспроводной канал. Беспроводной канал искажает передаваемый RF сигнал с отзывом канала и в дальнейшем ухудшает сигнал шумом и помехами.

Приемник принимает передаваемый RF сигнал и обрабатывает принятый RF сигнал для получения импульсов. Для когерентного обнаружения приемник оценивает отзыв беспроводного канала, основываясь на принятом пилот-сигнале, и получает оценку канала. Затем приемник выполняет обнаружение с оценкой канала для получения оцененных символов данных, которые являются оценками символов данных, отправленных передатчиком. Приемник затем обрабатывает (например, демодулирует и декодирует) оцененные символы данных для получения декодированных данных.

Как правило, приемник оценивает частотные ошибки в приемнике. Эта частотная ошибка может происходить из-за разницы в частотах колебания в передатчике и приемнике из-за Доплеровского сдвига и т.д. Приемник может удалять частотную ошибку из импульсов и затем выполнять обнаружение на импульсах со скорректированной частотой. Несмотря на это, обычным делом является остаточная ошибка в оценке частотной ошибки. Остаточная ошибка приводит к фазовой ошибке в импульсах со скорректированной частотой, а фазовая ошибка ухудшает качественные показатели.

Тем самым в технике имеется необходимость в методе выполнения фазовой коррекции для беспроводной связи.

Сущность изобретения

В этом документе будут описаны способы для выполнения фазовой коррекции для беспроводной связи. В аспекте принятые пилотные символы и принятые символы данных могут быть получены из передачи с мультиплексированием с ортогональным частотным разделением каналов (OFDM) и/или передачи с множественными входами/выходами (MIMO). Первую фазовую информацию получают, основываясь на принятых пилотных символах. Вторую фазовую информацию получают, основываясь на принятых символах данных. Фазу принятых символов данных корректируют, основываясь на первой и второй фазовых информациях. Фазовая коррекция может использовать первую и вторую фазовые информации прямо и/или косвенно, и она может быть выполнена одним или несколькими этапами.

Для получения первой фазовой информации фаза принятых пилотных символов может быть скорректирована первоначальной фазовой ошибкой, которая может быть фазовой ошибкой для приоритетного символьного периода, нулем или каким-нибудь другим значением. Обнаружение может быть произведено на фазе корректированных пилотных символов для получения оцененных пилотных символов. Скалярные произведения оцененных пилотных символов и известных пилотных символов может быть вычислено, взвешено с помощью оценки отношения «сигнал-шум» (ОСШ, SNR) для различных поднесущих и/или потоков, объединено для получения первой фазовой информации. Для получения второй фазовой информации фазу принятых символов данных может быть скорректирована первой фазовой информацией. Обнаружение может быть произведено на символах данных со скорректированной фазой для получения оцененных символов данных. Твердые решения могут быть получены для оцененных символов данных. Скалярные произведения оцененных символов данных и твердых решений могут быть вычислены, взвешены масштабирующими коэффициентами, которые могут быть зависимыми от SNR и/или других коэффициентов, и объединены для получения второй фазовой информации. Первая и вторая фазовые информации могут быть получены другими способами.

Фазовая коррекция может быть выполнена различными способами. В одной схеме фаза принятых пилотных символов корректируется (например, основываясь на второй базовой информации от приоритетного символьного периода), первую фазовую информацию получают, основываясь на пилотных символах со скорректированной фазой, и фаза принятых символов данных корректируется, основываясь на первой фазовой информации. В другой схеме фаза принятых символов данных корректируется, основываясь на первой фазовой информации, обнаружение выполняется на символах данных со скорректированной фазой для получения оцененных символов данных, и вторую фазовую информацию получают, основываясь на оцененных символах данных, и фазу оцененных символов данных корректируют, основываясь на второй фазовой информации. В еще одной схеме первую и вторую фазовые информации объединяют для получения объединенной фазовой информации и фазу принятых символов данных корректируют, основываясь на объединенной фазовой информации. Фазовая коррекция также может быть выполнена другими способами.

Различные аспекты и отличительные признаки раскрытия более подробно описаны ниже.

Краткое описание чертежей

Фиг.1 показывает передатчик и приемник для SISO передачи.

Фиг.2 показывает передатчик и приемник для MIMO передачи.

Фиг.3 и 4 показывают два процесса для выполнения фазовой коррекции с объединенной фазовой информацией.

Фиг.5 показывает формат данных в IEEE 802, 11 а/д.

Фиг.6 показывает OFDM демодулятор.

Фиг.7 показывает блок фазовой коррекции.

Фиг.8 показывает блок вычисления фазовой ошибки.

Фиг.9 и 10 показывают два процесса для выполнения фазовой коррекции во многих этапах.

Фиг.11 показывает типичный процесс для выполнения фазовой коррекции.

Фиг.12 показывает устройство для выполнения фазовой коррекции.

Подробное описание

Способы фазовой коррекции, описанные здесь, могут быть использованы для различных сетей связи, таких как беспроводная глобальная региональная сеть (WWAN), беспроводная сеть масштаба города (WMAN) и персональная беспроводная сеть (WPAN). Термины «сети» и «системы» часто используются взаимозаменяемо. Эти беспроводные сети могут использовать Множественный Доступ с Разделением Каналов (CDMA), Множественный Доступ с Разделением Частот (FDMA), Множественный Доступ с Разделением Времени (TDMA), Множественный Доступ с Пространственным Разделением Каналов (SDMA), Ортогональный Множественный Доступ с Разделением Частот (OFDMA), Множественный Доступ с Разделением Частот на Одной Несущей (SC-FDMA) и/или некоторые другие схемы множественного доступа. OFDMA использует OFDM. SC-FDMA использует Мультиплексирование с Разделением частот на одной поднесущей (SC-FDM). OFDM и SC-FDM делят диапазон частот системы на множество (К) ортогональных поднесущих, к которые также относятся тоны, бины и т.д. Каждая поднесущая может быть модулирована данными. В общем, символы модуляции отправляют в частотный интервал с OFDM и во временной интервал с SC-FDM. Для ясности, способы, которые описаны, являются для OFDM основанных систем, использующих OFDM.

Способы также могут быть использованы для передач с одним входом и одним выходом (SISO), передач с одним входом и множеством выходов (SIMO), передач со множеством входов и одним выходом (MI SO) и передач со множеством входов и множеством выходов (MIMO). Один вход относится к одной передающей антенне, и множественный вход относится к многоэлементным передающим антеннам для передачи данных. Один выход относится к одной принимающей антенне, и множественный выход относится к многоэлементным принимающим антеннам для приема данных. Способы также могут использоваться для различных модуляционных схем, таких как М-агу фазовая манипуляция (M-PSK) и М-агу квадратичная амплитудная модуляция (M-QAM).

Фиг.1 показывает блок-схему передатчика 110 и приемника 150 для SISO передачи. Для канала нисходящей связи (или канала восходящей связи) передатчик 110 может быть частью базовой станции, точки доступа, узла В и/или какого-нибудь другого сетевого объекта. Приемник 150 может быть частью терминала, станции, мобильной станции, оборудования пользователя, блока абонента и/или какого-нибудь другого устройства. Для канала восходящей связи (или канала обратной связи) передатчик 110 может быть частью терминала, станции, мобильной станции, оборудования пользователя и т.д., а приемник 150 может быть частью базовой станции, точки доступа, узла В, и т.д.

В передатчике 110 данные передачи (ТХ) и процессор 112 пилот-сигнала обрабатывает (например, кодирует, разделяет, разбивает на символьные таблицы) данные обмена для генерирования символов данных. Процессор 112 также генерирует пилотные символы и в дальнейшем мультиплексирует пилотные символы с символами данных. Как здесь используется, символ данных является символом для данных, пилотный символ является символом для пилот-сигнала, а символ является обычно комплексным значением. Символ данных или пилотный символ может быть отправлен на одной поднесущей в одном символьном периоде. Символы данных и пилотные символы могут быть модуляционными символами от модуляционной схемы, такой как PSK или QAM. Пилотные символы априори известны как передатчику, так и приемнику и могут быть использованы для генерации коротких и длинных обучающих символов или других типов пилот-сигналов, которые будут описаны ниже. OFDM модулятор/передатчик (OFDM MOD/TMTR) 116 выполняет OFDM модуляцию на символах данных и пилотных символах для получения выходных чипов. Передатчик 116 дополнительно обрабатывает (например, преобразовывает в аналог, фильтрует, усиливает, преобразовывает с увеличением) выходные чипы и генерирует модулированный сигнал, который передается от антенны 118.

В приемнике 150 антенна 152 принимает модулированный сигнал от передатчика 110 и обеспечивает принятый сигнал. Приемник/OFDM демодулятор (RCVR/OFDM DEMOD) 154 обрабатывает (например, фильтрует, усиливает, преобразовывает с уменьшением, оцифровывает) принятый сигнал для получения импульсов, оценивает и удаляет частотные ошибки в приемнике 150, и дополнительно выполняет OFDM демодуляцию на импульсах для получения принятых символов от интересующих поднесущих. Блок 160 фазовой коррекции получает принятые символы, оценивает фазовую ошибку в каждом символьном периоде, удаляет фазовую ошибку и обеспечивает символы со скорректированной фазой. Термины «ошибка» и «смещение» часто используются взаимозаменяемо по отношению к частоте и фазе. Детектор 162 выполняет обнаружение (например, согласованную фильтрацию или стабилизацию) на символах со скорректированной фазой и обеспечивает оцененные пилотные символы и символы данных. Блок 160 фазовой коррекции может оценивать фазовую ошибку, основываясь на принятых символах и/или оцененных символах. Процессор 164 RX данных обрабатывает (например, объединяет и декодирует) оцененные символы данных и обеспечивает декодированные данные. Процессор 164 может вычислять логарифмические отношения правдоподобия (LLR) для кодовых битов, основываясь на оцененных символах данных, и дополнительно объединяет и декодирует LLR для получения декодированных данных.

Контроллеры/процессоры 120 и 170 руководят операциями в передатчике 110 и приемнике 150 соответственно. Память 122 и 172 хранит данные и программные коды для передатчика 110 и приемника 150 соответственно.

Фиг.2 показывает блок-схему передатчика 210 и приемника 250 для MIMO передачи. Передатчик 210 оснащен многоэлементными (Т) антеннами, а приемник 250 оснащен многоэлементными (R) антеннами. Каждая передающая антенна и каждая принимающая антенна может быть физической антенной или набором антенн.

В передатчике 210 ТХ данные и пилотный процессор 212 обрабатывают данные обмена для выработки символов данных, обрабатывает пилот-сигнал для выработки пилотных символов и мультиплексирует пилотные символы с символами данных. ТХ пространственный процессор 214 выполняет пространственную обработку передатчика на символах данных и пилотных символах и обеспечивает Т выходные символьные потоки к Т OFDM модуляторам/передатчикам 216а через 216t. TX пространственный процессор 214 может выполнять прямое MIMO назначение, пространственное распределение, формирование передающей диаграмму направленности и т.д. Каждый символ данных и каждый пилотный символ может быть отправлен от одной антенны (для прямого назначения) или от многоэлементных антенн (для пространственного распределения и формирования диаграммы направленности). Каждый OFDM модулятор/передатчик 216 выполняет OFDM модуляцию на своих выходных символах для выработки выходных чипов и дополнительно обрабатывает выходные чипы для выработки модулированного сигнала. Т модулированные сигналы от передатчиков 216а через 216t передаются от антенн 218а через 218t соответственно.

В приемнике 250 R антенны 252а через 252г принимают Т модулированные сигналы от передатчика 2106 и каждая антенна 252 обеспечивает принятый сигнал соответствующему приемнику/OFDM демодулятору 254. Каждый приемник/OFDM демодулятор 254 обрабатывает свой принятый сигнал для получения импульсов, оценивает и удаляет частотные ошибки в приемнике 2506 и дополнительно выполняет OFDM демодуляцию на импульсах для получения принятых символов. Блок 260 фазовой коррекции обрабатывает принятые символы из OFDM демодуляторов 254а, через 254г оценивает и удаляет фазовые ошибки в каждом символьном периоде, и обеспечивает символы со скорректированной фазой. MIMO детектор 262 выполняет MIMO обнаружение на символах со скорректированной фазой, обеспечивает оцененные пилотные символы и оцененные символы данных. MIMO детектор 262 может выполнять минимальный средний квадрат ошибки (MMSE), обращение в нуль (ZF), последовательную отмену помех (SIC) и некоторые другие способы MIMO обнаружения. Блок 260 фазовой коррекции может оценивать фазовую ошибку, основываясь на принятых символах и/или оцененных символах. Процессор 264 RX данных обрабатывает оцененные символы данных и обеспечивает декодированные данные.

Контроллеры/процессоры 220 и 270 руководят операциями в передатчике 210 и приемнике 250 соответственно. Память 222 и 172 хранит данные и программные коды для передатчика 210 и приемника 250 соответственно.

В OFDM основанной системе OFDM-символ может содержать символы данных на поднесущих данных и/или пилотных символах на пилотных поднесущих. Поднесущая данных является поднесущей, используемой для данных, и пилотная поднесущая является поднесущей, используемой для пилот-сигнала. Фазовая ошибка может быть оценена выполнением скалярного произведения оцененных символов и их известных символов следующим образом:

где S - известный символ, например пилотный символ,

- оцененный символ, например оцененный пилотный символ, и

θ - фазовая ошибка между оцененным и известным символами.

В общем, оцененный символ может быть оцененным пилотным символом или оцененным символом данных. Известный символ S может быть пилотным символом, известным априорно приемнику, или твердым решением оцененного символа данных. Твердым решением обычно является модуляционный символ, являющийся ближним (например, в Евклидовых расстояниях) оцененному символу данных.

Пилотно-основанная фазовая оценка может быть получена на основе пилотных символах для периода n символа следующим образом:

где p_k,m(n) - известный пилотный символ для потока m на поднесущей k,

- оцененный пилотный символ для потока m на поднесущей k,

β_k,m(n) - взвешиваемый коэффициент для потока m на поднесущей k,

N_p(k) - число пилотных потоков на поднесущей k,

Кр - число пилотных поднесущих,

X_p(n) - пилотно-основаный фазор для периода n символа,

θ_p(n) - пилотно-основаная фазовая ошибка.

В уравнении (2) β_k,m(n) представляет вес, данный каждому пилотному символу, и может быть определен на основе SNR, каких-либо других показателей качества принятых сигналов и/или других коэффициентов. β_k,m(n) может быть также установлен 1 для того, чтобы придать равный вес всем оцененным пилотным символам. X_p(n) равен взвешенной сумме скалярных произведений оцененных пилотных символов и известных пилотных символов. X_p(n) содержит взвешенную среднюю фазовую ошибку между оцененными пилотными символами и известными пилотными символами.

В SISO передаче число пилотных потоков является равным единице для всех пилотных поднесущих, иначе Np(k)=1 для всех k. В MIMO передаче число пилотных потоков может быть равно единице, числу потоку данных, меньшему из Т и R, или зависимому из этих параметров. Число пилотных потоков может отличаться от поднесущей к поднесущей и/или от OFDM символа к OFDM символу.

Число пилотных символов обычно гораздо меньше, чем число символов данных. Фазовая оценка таким образом может быть улучшена с использованием символов данных, как и пилотных символов. Символы данных неизвестны в приемнике. Однако приемник может оценивать переданные символы данных с помощью (1) выполнения обнаружения на принятых символах данных для получения оцененных символов данных и (2) выполнения твердых решений на оцененных символах данных, основываясь на известной скорости передачи данных (так в сигнальных созвездиях), используемой в символах данных. Твердые решения могут быть использованы как переданные символы данных и могут быть сравнены с оцененными символами данных, так же как и пилотные символы.

Фазовая оценка, основанная на данных, может быть получена на основе оцененных символов данных для периода n символа следующим образом:

где - оцененный символ данных для потока m на поднесущей k,

- твердое решение для оцененного символа данных,

N_D(k) - число потоков данных на поднесущей k,

K_D - число поднесущих данных,

X_d(n) - фазор, основанный на данных для периода n символа, и

θ_d(n) - фазовая ошибка, основанная на данных.

В уравнении (4) X_d(n) представляет взвешенную сумму скалярного произведения оцененных символов данных и твердых решений. X_d(n) содержит взвешенную среднюю фазовую ошибку между оцененными символами данных и твердыми решениями.

В SISO передаче число потоков данных является равным единице для всех поднесущих данных, иначе N_p(k)=1 для всех k. В MIMO передаче число потоков данных ограничено сверху меньшей из числа передающих антенн и числом принимающих антенн, иначе N_D≤min(Т,R). Число потоков данных может также отличаться от поднесущей к поднесущей и/или от OFDM символа к OFDM символу.

Абсолютная фазовая ошибка может быть получена на основе пилотного символа и символа данных следующим образом:

где µ_d и µ_p являются весовыми коэффициентами для символов данных и пилотных символов соответственно, и

θ_abs(n) является абсолютной фазовой ошибкой, полученной на основе символа данных и пилотного символа.

Абсолютная фазовая ошибка - это фазовая ошибка, наблюдаемая при периоде n символа, и может быть принята как дельта фазы или как моментальная фазовая ошибка.

Весовые коэффициенты µ_d и µ_p могут быть выбраны, чтобы дать больший вес более отзывчивой фазовой оценке и меньший вес менее отзывчивой фазовой оценке в процессе объединения. Весовые коэффициенты могут быть установленными величинами или меняющимися величинами, например определяемые оценками SNR. Весовые коэффициенты также могут быть выбраны на основе максимальной степени объединения (MRC) или другой объединенной технологии. Оба коэффициента µ_d и µ_p могут быть установлены в единицу, чтобы придать одинаковый вес X_d(n) и X_p(n). µ_d может быть установлен в ноль, чтобы пренебречь X_d(n), и µ_p может быть установлен в ноль, чтобы пренебречь X_p(n).

Приемник может оценивать частотную ошибку в приемнике и удалять частотную ошибку перед тем выполнением OFDM демодуляции. Остаточная ошибка в оценке частотной ошибки приводит к фазовому отклонению с течением времени. В каждом периоде символа промежуточная сумма всех предыдущих фазовых коррекций может быть посчитана следующим образом:

где θ_total(n) - полная фазовая ошибка в периоде n символа и α_total и α_abc - масштабирующие коэффициенты для θ_total(n) и θ_abc(n) соответственно.

θ_total(n) может быть инициализирован в ноль перед первым OFDM символом. θ_total и θ_abc могут быть определены различные величины на основе желаемых весов для θ_total(n) и θ_abc(n) соответственно. Например, α_total И α_abc могут быть определены как α_total=α_abc=1, и тогда уравнение (7) будет просто накапливать θ_abc(N). Альтернативно, α_total может быть определен как 0≤α_total≤1, и α_abc может быть определен как α_abc=1-α_total. В этом случае уравнение (7) будет осуществлять фильтр бесконечной импульсной характеристики (IIR), с большими величинами для α_total, соответствующими лучшему фильтрованию, и наоборот.

Структура уравнения (7) суммирует фазы. В другой структуре могут быть сложены комплексные величины, что может привести к более точной оценке, при условии, что некоторая информация может быть потеряна при сложении только фаз.

Принятые символы могут быть скорректированы фазой следующим образом:

где r_k,m(n) - принятый символ для потока m на поднесущей k, и

- символ со скорректированной фазой, соответствующий

ПРИНЯТОМУ СИМВОЛУ r_k,m(n).

Единичная фазовая оценка может быть получена для всех потоков и поднесущих и применена к принятым символам всех потоков и поднесущих, как было описано выше. Альтернативно, фазовая оценка может быть получена для каждого потока или поднесущей и применена к принятым символам этого потока или этой поднесущей. В общем, фазовая оценка может быть получена для любого числа потоков и любого числа поднесущих и применена к принятым символам этих потоков или этих поднесущих. После фазовой коррекции обнаружение и декодирование могут быть выполнены на символах со скорректированной фазой.

Фиг.3 показывает процесс 300 для выполнения фазовой коррекции. Полная фазовая ошибка θ_total(n) и индекс n периода символа инициализированы перед первым OFDM символом, например, θ_total(n)=0 и n=0 (этап 312). Принятые символы от приемника/OFDM демодуляторов 254 для фазового периода n корректируются по фазе с помощью θ_total(n), например, как показано в уравнении (8) (этап 318). Символы со скорректированной фазой обрабатываются (например, обнаруживаются) для получения оцененных пилотных символов и оцененных символов данных (этап 316). Пилотно-основанный фазор X_p(n) вычисляется на основе оцененных пилотных символов, например, как показано в уравнении (2) (этап 318). Фазор, основанный на данных X_d(n), вычисляется на основе оцененных символах данных и их твердых решениях, например, как показано в уравнении (4) (этап 320). Абсолютная фазовая ошибка θ_abc(n) для пилотных символов и символов данных может быть извлечена на основе фазоров X_p(n) и X_d(n), например, как показано в уравнении (6) (этап 322). Полная фазовая ошибка θ_total(n) обновляется с абсолютной фазовой ошибкой, например, как показано в уравнении (7), и индекс n периода символа возрастает.

Принятые символы из приемника/OFDM демодуляторов 254 являются скорректированными по фазе обновленной полной фазовой ошибкой θ_total(n+1), которая включает в себя фазовую ошибку для текущего периода n символа (этап 326). Символы со скорректированной фазой затем обрабатываются (например, обнаруживаются) для получения новых оцененных символов (этап 328), которые декодируются для получения декодированных данных (этап 330).

На фиг.3 принятые символы обнаруживают/обрабатывают дважды на двух стадиях. На первой стадии принятым символам из приемника/OFDM демодуляторов 254 сначала корректируют фазу с текущей θ_total(n), затем определяют θ_abc(n) и используют для обновления etotai(n) для получения θ_total(n+1). На второй стадии принятым символам из приемника/OFDM демодуляторов 254 снова корректируют фазу с обновленной θ_total(n+1), полученной на первой стадии, которая должна быть более точная, нежели θ_total(n), используемая на первой стадии. Первое обнаружение на этапе 316 для первой стадии обеспечивает оцененные пилотные символы и оцененные символы данных, используемые для вычисления X_p(n) и X_d(n). Второе обнаружение на этапе 328 для второй стадии обеспечивает новые оцененные символы данных для декодирования.

Фиг.4 показывает процесс 400 для выполнения коррекции фазы путем выполнения одноразового обнаружения. Полная фазовая ошибка θ_total(n) и индекс n периода символа инициализируют до первого OFDM символа, например θ_total(n)=θ_pre и n=0 (этап 412). θ_pre может быть фазовой оценкой, полученной от одного или более OFDM символов, предшествующих первому OFDM символу, несущему данные, например OFDM символы для вступления, MIMO пилот-сигнала, и т.д.

Принятым символам для периода n символа корректируют фазу с помощью θ_total(n) (этап 414). Символы со скорректированной фазой обрабатываются (например, обнаруживаются) для получения оцененных пилотных символов и оцененных символов данных (этап 416). Пилотно-основанный фазор X_p(n) вычисляют на основе оцененных пилотных символов (этап 418). Фазор X_d(n), основанный на данных, вычисляют на основе оцененных символов данных и их твердых решениях (этап 420). Абсолютная фазовая ошибка θ_abc(n) может быть получена на основе фазоров X_p(n) и X_d(n) (этап 422). Полная фазовая ошибка θ_total(n) обновляется с абсолютной фазовой ошибкой, и индекс n символьного периода увеличивается (этап 424). Оцененные символы данных декодируются для получения декодированных данных (этап 426).

На фиг.4 фазовая коррекция выполняется на принятых символах на основе полной фазовой ошибки, полученной в приоритетном периоде символа. Пилотно-основанные и основанные на данных фазовые оценки получают на основе оцененных пилотных символов и оцененных символов данных. Полная фазовая ошибка обновляется с фазовой ошибкой и используется в следующем периоде символа. Принятые символы не корректируют на основе обновленной полной фазовой ошибки, чтобы избежать второе обнаружение.

В другом варианте осуществления у принятых пилотных символов корректируют фазу с помощью полной фазовой ошибки и производят обнаружение. Пилотно-основанный фазор X_p(n) и пилотно-основанную фазовую ошибку θ_p(n) получают на основе оцененных пилотных символов. Полную фазовую ошибку θ_total(n) обновляют с θ_p(n), у принятых пилотных символов корректируют фазу с помощью полной фазовой ошибки и производят обнаружение. Фазор X_d(n), основанный на данных, и фазовую ошибку θ_d(n), основанную на данных, получают на основе оцененных символов данных. Полную фазовую ошибку θ_total(n) обновляют снова с θ_d(n). В этом варианте осуществления принятые символы данных корректируют с помощью пилотно-основанной фазовой ошибки θ_p(n), полученной в текущем периоде символа, и фазовую ошибку θ_d(n) используют в следующем периоде символа.

В еще одном варианте осуществления этапы 412 через 424 выполняются, как показано выше для фиг.4, для получения оцененных символов данных. Фазы оцененных символов данных корректируются с помощью θ_abc(n) для получения оцененных символов данных со скорректированной фазой, которые декодируют для получения декодированных данных. Этот вариант осуществления удаляет фазовую ошибку после обнаружения, основанную на данных.

Методы фазовой коррекции, описанные здесь, могут быть использованы для различных сетей беспроводной связи, таких как WLAN, которые осуществляют семейство стандартов IEEE 802.11, разработанных Институтом Электрических и Электронных Инженеров (IEEE) для WLAN. IEEE 802.11, IEEE 802.11а, IEEE 802. 11b, IEEE 802.11g и IEEE 802.11n охватывают различные радиотехнологии и имеют различные возможности. Для ясности, методы, описанные выше для WLAN, осуществленных по IEEE 802.11а, IEEE 802. 11g и/или IEEE 802.11n, все из которых используют OFDM.

IEEE 802.11a/g использует структуру поднесущей, которая разделяет диапазон частот системы на К=64 поднесущих, которые подписываются показателями от -32 до +31. Эти 64 полные поднесущие включают в себя 48 поднесущие данных с показателями ±{1, …, 6, 8, …, 20, 22, …26} и четыре пилотные поднесущие с показателями ±{7,21}. DC поднесущие с индексом 0 и оставшиеся поднесущие не используются. Структура поднесущих описана в IEEE стандарте 802.11а, озаглавленном «Part 11: Wireless LAN Medium Access Control (MAC) and Physical Layer (РНУ) Specifications: High-speed Physical Layer in the 5 GHz Band,» сентябрь 1999, публично доступном. 802.lln использует структуру поднесущей с 64 полными поднесущими, которые включают в себя 52 поднесущих данных с показателями ±{1, …, 6, 8, …, 20, 22, …, 28 } и четыре пилотные поднесущие с показателями ±{7,21}.

Фиг.5 показывает формат 500 данных, определенный IEEE 802.11a/g. В физическом слое (PHY) данные обрабатываются и передаются в PHY блоки протокольных данных (PPDU). Каждый PPDU 510 включает в себя вступительную секцию 520, сигнальную секцию 530 и секцию 540 данных. Вступительная секция 520 несет десять коротких тренировочных символов в первых двух OFDM символах, следующих после двух продолжительных тренировочных символов в следующих двух OFDM символах. Короткие тренировочные символы вырабатывают на основе набора из 12 пилотных символов, отображаемых в наборе из 12 поднесущих, как описано в 802.11a/g. Длинные тренировочные символы вырабатывают на основе набора из 52 пилотных символов, отображаемых в наборе из 52 поднесущих, также как описано в 802.11a/g. Сигнальная секция 530 несет один OFDM символ, сигнализирующий для PPDU. Секция 540 данных несет переменное число OFDM символов для данных. Сигнализацию и данные посылают на 48 поднесущих данных в сигнальную секцию 530 и в секцию 540 данных соответственно. Следящий пилот-сигнал посылают на четырех пилотных поднесущих в каждый OFDM символ с сигнальными секциями и секциями данных. Пилотные символы для каждой пилотной поднесущей вырабатывают на основе известной последовательности псевдослучайных чисел (PN).

Для 802.11n MIMO пилотную секцию вставляют между сигнальной секцией 530 и секцией 540 данных и несут MIMO пилот-сигнал, используемый для оценки MIMO канала.

Фиг.6 показывает вариант исполнения OFDM демодулятора 600, который может быть использован в приемнике/OFDM демодуляторе 154 на фиг.1 и также в каждом из приемников/OFDM демодуляторов 254а-254 г на фиг.2.

Вместе с OFDM демодулятором 600 оценщик 610 частотной ошибки оценивает частотную ошибку в приемнике (например, на основе длинных и/или коротких тренировочных символов в принятом PPDU) и обеспечивает оценку f_err частотной ошибки. Блок 612 частотной коррекции удаляет фазовый наклон из-за частотной ошибки следующим образом:

где x(t) - принятая выборка для периода t выборки,

T_sym - один период выборки, и

- выборка со скорректированной частотой для периода t выборки.

Блок 614 захвата отсчета времени определяет время принятого PPDU, например, на основе длинных и/или коротких тренировочных символов. Блок 614 также принимает оценку частотной ошибки и устанавливает время для подсчета частотной ошибки. В приемнике выборочный счетчик, используемый для оцифровки, и сигнал гетеродина (LO), используемый для понижения частоты, могут быть выработаны на основе единичного гетеродина. В этом случае частотная ошибка в генераторе опорного сигнала вызывает как частотную ошибку в LO сигнале, так и ошибку отсчета времени в выборочном счетчике. Следовательно, частотная ошибка в z частей на миллион (ppm) соответствует ошибке отсчета времени в z ppm. Блок 614 может определять ошибку отсчета времени на выборку, исходя из частотной ошибки, и вычислять общую ошибку отсчета времени в каждом периоде символа путем суммирования ошибок отсчета времени на выборку за все время.

Принятый OFDM символ содержит К+С выборок, где С - длина циклического префикса. Для OFDM демодуляции блок 614 вырабатывает FFT окно, которое выбирает К выборки из К+С выборок. Когда общая ошибка отсчета времени превышает ±1 период выборки, ±1 период выборки может быть вычтен из общей ошибки отсчета времени и FFT окно может быть сдвинуто вверх на один период выборки (при +) или вниз на один период выборки (при -). Это держит FFT окно с одной выборкой от начального времени. С частотной ошибкой в 40 ppm для генератора опорного сигнала общая ошибка отсчета времени может быть половиной от короткого тренировочного символа в 5 миллисекундах (мс). Этот временной сдвиг может быть скорректирован для улучшения характеристик, особенно для длинных пакетов, поддерживаемых IEEE 802.11n.

Блок 616 удаления цикличного префикса получает выборки со скорректированной частотой от блока 612 и FFT окно от блока 614. Для каждого принятого OFDM символа блок 616 удаляет цикличный префикс и обеспечивает К выборки с FFT окном. Блок 618 FFT выполняет К-точку FFT на выборках со скорректированной частотой от блока 616 и обеспечивает принятые символы для К общих поднесущих.

Фиг.7 показывает вариант осуществления блока 700 фазовой коррекции. В каждом периоде символа блок 710 фазовой коррекции получает принятые пилотные символы p_k,m(n) для следящего пилотного сигнала и начальную фазовую ошибку θ_init(n), которая может быть фазовой ошибкой O_c(n-1), приложенной к принятым символам данных в предыдущем периоде символа, суммарной фазовой ошибкой, нулем или другим значением. Блок 710 удаляет фазовую ошибку θ_init(n) из принятых пилотных символов и обеспечивает пилотные символы со скорректированной фазой. Детектор 612 выполняет обнаружение на пилотных символах со скорректированной фазой и обеспечивает оцененные пилотные символы Фазовый оценщик 714 извлекает пилотно-основанный фазор X_p(n) на основе оцененных пилотных символов. Блок 716 вычисления фазовой ошибки принимает X_p(n) и обеспечивает текущую фазовую ошибку θ_с (n) для текущего периода символа.

Блок 720 коррекции фазы получает принятые символы данных d_k,m(n) и текущую фазовую ошибку θ_с(n), удаляет текущую фазовую ошибку из принятых символов данных и обеспечивает символы данных со скорректированной фазой. Детектор 722 выполняет обнаружение на символах данных со скорректированной фазой и обеспечивает оцененные символы данных Фазовый оценщик 724 извлекает фазор X_d(n), основанный на данных, основываясь на оцененных символах данных. Блок 716 вычисления принимает X_d(n) и обновляет общую фазовую ошибку.

Блоки 712 и 722 могут быть частью детектора 162 данных/пилот-сигналов на фиг.1 или MIMO детектором 262 на фиг.2. Оставшиеся блоки на фиг.7 могут быть частью блока 160 фазовой коррекции на фиг.1 или блоком 260 фазовой коррекции на фиг.2.

Пилотно-основанный фазор X_p(n) может быть получен на основе оцененных пилотных символов и использован для извлечения текущей фазовой ошибки θ_c(n). Принятые символы данных могут быть скорректированы по фазе с помощью θ_с(n) и обнаружены для получения оцененных символов данных. Фазор X_d(n), основанный на данных, затем может быть получен на основе оцененных символов данных и использован для определения фазовой ошибки для следующего периода символа. Пилотно-основанная фазовая оценка может быть использована для текущего OFDM символа, тогда как фазовая оценка, основанная